Изобретение относится к области радиотехники, в частности к способам приема многолучевого сигнала с применением адаптивной антенной решетки в системах связи с кодовым разделением каналов, и может использоваться в приемных устройствах систем сотовой связи.
В последнее время интенсивное развитие получили сотовые системы связи с кодовым разделением каналов. Необходимость увеличения емкости этих систем обусловили использование адаптивных антенных решеток на базовых станциях, что нашло отражение в стандартах систем связи 3-го поколения.
Адаптивная антенная решетка осуществляет взвешенное суммирование сигналов элементов антенной решетки и позволяет производить пространственную обработку сигналов. При этом параметры обработки (весовые коэффициенты элементов антенной решетки, определяющие ее диаграмму направленности) автоматически меняются так, чтобы обеспечить наилучшие (или хорошие) условия приема полезного сигнала в условиях изменяющейся помехо-сигнальной обстановки. Применение адаптивной антенной решетки в системах сотовой связи с кодовым разделением каналов позволяет существенно улучшить многие параметры систем связи, в частности значительно увеличить емкость систем, улучшить качество связи, увеличить зону обслуживания, снизить мощность, потребляемую абонентскими терминалами.
При формировании вектора весовых коэффициентов элементов антенной решетки в соответствии с выбранным критерием оптимальности можно получить эффекты пространственной фильтрации, подавления сильных помех и разнесения по углу в канале связи с многолучевостью.
Известно устройство управления формой диаграммы направленности адаптивной антенной решетки, функционирующей по алгоритму непосредственного обращения ковариационной матрицы входного сигнала, описанное в заявке РФ на изобретение №98102722/09 [1]. Описанное устройство реализует способ управления формой диаграммы направленности адаптивной антенной решетки в соответствии с критерием минимума среднеквадратического отклонения выходного сигнала антенной решетки от опорного сигнала. В данной работе для нахождения вектора весовых коэффициентов осуществляется формирование и обращение ковариационной матрицы входного сигнала на элементах антенной решетки.
Недостатками этого алгоритма являются относительно высокая сложность реализации, существенное снижение точности определения вектора весовых коэффициентов при плохой обусловленности ковариационной матрицы.
Известен метод формирования диаграммы направленности адаптивной антенной решетки, приведенный в патенте ЕР 0899894 А2. "Smart Antenna Receiver and Signal Receiving Method". Inventor: Park Jin-Soo. SEC. 03.03.1998. Int. С. H 04 B 1/707, Н 04 В 7/08 [2]. Описанный адаптивный алгоритм формирует диаграмму направленности по критерию минимума мгновенного квадрата отклонения выходного сигнала антенной решетки от опорного сигнала. Определение вектора весовых коэффициентов производится численно методом наискорейшего спуска.
Для получения вектора весовых коэффициентов, близкого к оптимальному, требуется большое количество итераций, что является недостатком алгоритма в случае, когда условия приема быстро меняются.
Наиболее близким к предлагаемому решению является метод формирования диаграммы направленности адаптивной антенной решетки, приведенный в патенте US 6108565, Shimon B. Scherzer, "Practical Space Time Radio Method for CDMA Communication Capacity Enhancement", Aug. 22, 2000 [3]. Описанный способ заключается в следующем.
Производят формирование весовых коэффициентов элементов лучей, для чего периодически производят следующие операции для каждого луча:
- демодулируют входной сигнал на элементах антенной решетки,
- производят быстрое преобразование Адамара демодулированного входного сигнала на элементах антенной решетки, формируя матрицу входного сигнала,
- выполняют перемножение матрицы входного сигнала на матрицу опорных сигналов,
- находят оценку угла прихода входного сигнала луча, анализируя результат перемножения матрицы входного сигнала на матрицу опорных сигналов,
- определяют текущее значение вектора весовых коэффициентов как вектор, соответствующий оценке угла прихода входного сигнала луча.
Текущие значения векторов весовых коэффициентов лучей являются выходными и определяют диаграмму направленности адаптивной антенной решетки.
Матрица опорных сигналов определяется сигналами, соответствующими заранее заданным дискретным гипотезам об угле прихода входного сигнала.
Оценка угла прихода входного сигнала θ определяет вектор весовых коэффициентов в соответствии с выражением
где 
, λ - длина волны, d - расстояние между элементами антенной решетки.
Для реализации этого способа используется устройство, представленное на фиг.1, где обозначено:
1 - генератор опорного сигнала,
2.1-2.N - комплексные перемножители,
3.1-3.N - блоки быстрого преобразования Адамара,
4 - блок перемножения матриц и анализа результатов перемножения,
5 - блок формирования вектора весовых коэффициентов.
Согласно описанию прототипа устройство содержит L блоков обработки сигнала луча. Каждый из L блоков обработки сигнала луча содержит N параллельных каналов, состоящих из последовательно соединенных комплексных перемножителей 2 и блоков быстрого 15 преобразования Адамара 3, а также содержит генератор опорного сигнала 1, блок перемножения матриц и анализа результата перемножения 4 и блок формирования весовых коэффициентов 5. Первые входы комплексных перемножителей 2.1-2.N являются сигнальными, а также входами устройства, вторые входы являются опорными и соединены с выходом генератора опорного сигнала 1. Выход каждого блока быстрого преобразования Адамара 3.1-3.N соединен с соответствующим входом блока перемножения матриц и анализа результата перемножения 4, выход которого соединен со входом блока формирования весовых коэффициентов 5. Выход блока формирования весовых коэффициентов 5 является выходом текущего вектора весовых коэффициентов луча и выходом устройства.
Работает устройство прототип следующим образом.
Согласно описанию прототипа в каждом из L блоков обработки сигнала луча комплексный входной сигнал поступает на первые (сигнальные) входы комплексных перемножителей 2.1-2.N. На вторые (опорные) входы комплексных перемножителей 2.1-2.N с выхода генератора опорного сигнала 1 поступает опорная псевдослучайная последовательность ПСП. Состояние генератора опорного сигнала 1 соответствует значению временного положения сигнала луча в принимаемом многолучевом сигнале. Комплексные демодулированные сигналы с выходов комплексных перемножителей 2.1-2.N поступают на входы соответствующих блоков быстрого преобразования Адамара 3.1-3.N, где происходит разложение входного сигнала в базисе функций Адамара. Спектры входных сигналов с выходов блоков быстрого преобразования Адамара 3-1-3-N поступают на N входов блока перемножения матриц и анализа результата перемножения 4. В блоке 4 выполняется перемножение матрицы входного сигнала на матрицу опорных сигналов. Матрица входного сигнала формируется по спектрам входных сигналов. Матрица опорных сигналов определяется сигналами, соответствующими заранее заданным дискретным гипотезам о угле прихода входного сигнала луча. Кроме того, в блоке перемножения матриц и анализа результата перемножения 4 анализируется результат перемножения матрицы входного сигнала на матрицу опорных сигналов и находится оценка угла прихода входного сигнала луча. Оценка угла прихода входного сигнала луча с выхода блока перемножения матриц и анализа результата перемножения 4 поступает на вход блока формирования вектора весовых коэффициентов 5. Блок формирования весовых коэффициентов 5 по оценке угла прихода входного сигнала луча формирует на своем выходе текущий вектор весовых коэффициентов луча, который является выходным сигналом устройства.
К недостаткам данного решения следует отнести невозможность подавления помех, угол прихода сигнала которых незначительно отличается от угла прихода полезного сигнала.
Техническим результатом, на достижение которого направлено заявляемое изобретение, является повышение эффективности подавления помех и увеличение емкости системы связи за счет использования оптимальной решающей функции при адаптации весовых коэффициентов адаптивной антенной решетки.
Для достижения этого результата в способ формирования диаграммы направленности антенной решетки при приеме многолучевого сигнала, заключающийся в том, что для каждого луча производят формирование вектора весовых коэффициентов, для чего периодически демодулируют входной сигнал на элементах антенной решетки, определяют текущее значение вектора весовых коэффициентов, который однозначно связан с диаграммой направленности адаптивной антенной решетки, дополнительно введены следующие операции:
- перед демодуляцией входного сигнала осуществляют поиск сигнала, находя временные положения сигналов лучей,
- формируют элементы корреляционной матрицы принимаемого сигнала на элементах антенной решетки, усредняя на интервале скользящего окна всевозможные попарные произведения сигналов на элементах антенной решетки,
- корректируют корреляционную матрицу принимаемого сигнала на элементах антенной решетки, увеличивая значения ее диагональных элементов, что эквивалентно введению искусственного белого шума на входе антенной решетки,
- при этом для каждого луча определяют векторы весовых коэффициентов, для которых необходимо определить значения решающей функции,
- после демодуляции входного сигнала формируют комплексные корреляционные отклики пилот-сигнала элементов антенной решетки,
- для каждого найденного вектора весовых коэффициентов формируют значение комплексного корреляционного отклика пилот,
- сигнала на выходе антенной решетки, суммируя произведения комплексных корреляционных откликов пилот-сигнала элементов антенной решетки на соответствующие этим элементам весовые коэффициенты,
- определяют мощность комплексного корреляционного отклика пилот-сигнала на выходе антенной решетки, суммируя квадраты синфазной и квадратурной частей комплексного корреляционного отклика пилот-сигнала на выходе антенной решетки,
- определяют мощность принимаемого сигнала и искусственного шума на выходе антенной решетки, формируя квадратичную форму вектора весовых коэффициентов, порождаемую скорректированной корреляционной матрицей принимаемого сигнала на элементах антенной решетки,
- формируют значение решающей функции, определяя отношение мощности комплексного корреляционного отклика пилот-сигнала на выходе антенной решетки к мощности принимаемого сигнала и искусственного шума на выходе антенной решетки,
- текущее значение вектора весовых коэффициентов определяют как вектор, соответствующий максимальному значению решающей функции.
Векторы весовых коэффициентов, для которых рассчитывается решающая функция, определяют, например, в соответствии с симплексным методом Нелдера-Мида.
Размер симплекса выбирают постоянным или адаптивно, в зависимости от частоты замираний сигнала луча, причем оценивают частоту замираний сигнала луча, используя комплексные корреляционные отклики пилот-сигнала на выходе антенной решетки, чем выше частота замираний, тем больше размер симплекса.
Для достижения этого же результата в устройство формирования диаграммы направленности антенной решетки при приеме многолучевого сигнала, содержащее L блоков обработки сигнала-луча, состоящие из генератора опорного сигнала, N комплексных перемножителей, блока формирования вектора весовых коэффициентов, сигнальные входы N комплексных перемножителей являются первым сигнальным входом блока обработки сигнала-луча, опорные входы N комплексных перемножителей соединены с выходом генератора опорного сигнала, выход блока формирования вектора весовых коэффициентов является выходом текущего вектора весовых коэффициентов луча и выходом устройства, дополнительно введены:
блок поиска, блок управления, блок формирования корреляционной матрицы, блок коррекции корреляционной матрицы, в каждый из L блоков обработки сигнала-луча введены N блоков формирования корреляционных откликов пилот-сигнала, состоящих из последовательно соединенных сумматора со сбросом, линии задержки с отводами, сумматора, причем выход каждого комплексного перемножителя, который является выходом демодулированного сигнала, соединен с первым входом соответствующего сумматора со сбросом, который является первым входом блока формирования корреляционных откликов, второй вход сумматора со сбросом является вторым входом блока формирования корреляционных откликов, а также входом сигнала сброса и соединен с управляющим выходом блока управления, обеспечивающего синхронную работу блоков обработки сигналов-лучей, выход сумматора является выходом блока формирования корреляционных откликов пилот-сигнала и соединен с соответствующим входом комплексного корреляционного отклика пилот-сигнала блока формирования вектора весовых коэффициентов, N сигнальных входов L блоков обработки сигналов-лучей объединены и соединены с N сигнальными входами блока формирования корреляционной матрицы, выход которого является выходом значений элементов корреляционной матрицы принимаемого сигнала на элементах антенной решетки и соединен со входом блока коррекции корреляционной матрицы, выход которого соединен со входом скорректированных элементов корреляционной матрицы принимаемого сигнала блока формирования вектора весовых коэффициентов, кроме того, первый сигнальный вход устройства соединен со входом блока поиска, выход которого является выходом решающей функции поиска и соединен со входом блока управления, управляемый вход блока поиска соединен с соответствующим выходом блока управления.
Сопоставительный анализ способа формирования диаграммы направленности адаптивной антенной решетки при приеме многолучевого сигнала с прототипом показывает, что предлагаемое изобретение существенно отличается от прототипа тем, что позволяет повысить эффективность подавления помех, повысить точность характеристик при приеме сигнала для различных помехо-сигнальных условий за счет использования оптимальной решающей функции при адаптации весовых коэффициентов адаптивной антенной решетки. В других известных технических решениях в данной области техники не удалось выявить признаков, заявленных в отличительной части формулы изобретения.
Изобретение иллюстрируется следующими чертежами и схемами.
Фиг.1 - блок-схема устройства прототипа, где
1 - генератор опорного сигнала;
2.1-2.N - комплексный перемножитель;
3.1-3.N - блок быстрого преобразования Адамара;
4 - блок перемножения матриц и анализа результатов перемножения;
5 - блок формирования вектора весовых коэффициентов;
А - текущий вектор весовых коэффициентов.
Фиг.2- иллюстрация ширины и положения скользящего окна, где
Б - длительность шага адаптации;
В - J-чип;
Г - ширина скользящего окна.
Фиг.3 - блок-схема устройства формирования диаграммы направленности адаптивной антенной решетки при приеме многолучевого сигнала (заявляемое решение), где
6 - блок поиска;
7 - блок управления;
8 - сумматор со сбросом;
9 - линия задержки с отводами;
10 - сумматор;
11.1-11.N- блок формирования корреляционных откликов пилот-сигнала;
12.1-12.L - блок обработки луча 1-L;
13 - блок формирования корреляционной матрицы;
14 - блок коррекции корреляционной матрицы;
A1 - текущий вектор весовых коэффициентов 1-го луча;
AL - текущий вектор весовых коэффициентов L-го луча.
Фиг.4 - вариант выполнения блока формирования вектора весовых коэффициентов, где
15 - узел формирования значения решающей функции 1-го - (k+1)-го векторов весовых коэффициентов 15.1-15.k+1;
16.1-16.N - комплексный перемножитель;
17 - сумматор;
18 - элемент возведения в квадрат;
19 - узел расчета мощности;
20 - делитель;
21 - узел адаптации.
Фиг.5 - вариант выполнения блока формирования корреляционной матрицы, где
22.1-22.N - узел комплексного сопряжения;
23.1.1-23.1.N - узел формирования К11-го - k1n-го элементов;
23.N.N - узел формирования knn-го элемента матрицы 23.N.N.;
24 - комплексный перемножитель;
25 - линия задержки с отводами;
26 - сумматор;
Д - элемент корреляционной матрицы.
Фиг.6 - вариант блока коррекции корреляционной матрицы, где
23.11 - К11-й элемент корреляционной матрицы;
23.NN - KNN-й элемент корреляционной матрицы;
27.1-27.N - сумматор;
28 - сумматор;
29 - узел деления;
Д - элемент корреляционной матрицы;
Е - элемент скорректированной корреляционной матрицы.
Фиг.7 - вариант узла расчета мощности, где
30.2-30.N - узел комплексного сопряжения;
31.2.1-31.2.N - комплексный перемножитель;
31.N.2-31.N.N - комплексный перемножитель;
32.1.2-32.1.N - комплексный перемножитель;
32.2.2-32.2.N - комплексный перемножитель;
32.N.2-32.N.N - комплексный перемножитель;
33 - сумматор.
Фиг.8 - зависимость вероятности ошибки на блок данных (фрейм) от отношения энергии одного чипа информационного канала к спектральной плотности мощности шума.
Заявляемый способ формирования диаграммы направленности антенной решетки при приеме многолучевого сигнала заключается в следующем.
1. Осуществляют поиск сигнала, находя временные положения сигналов лучей.
2. Производят адаптивный расчет весовых коэффициентов лучей, для чего периодически (на каждом шаге адаптации) производят следующие операции.
- Формируют элементы корреляционной матрицы принимаемого сигнала на элементах антенной решетки, усредняя на интервале скользящего окна всевозможные попарные произведения сигналов на элементах антенной решетки.
- Корректируют корреляционную матрицу принимаемого сигнала на элементах антенной решетки, увеличивая значения ее диагональных элементов, что эквивалентно введению искусственного белого шума на входе антенной решетки.
- При этом для каждого луча:
- находят векторы весовых коэффициентов, для которых необходимо определить значения решающей функции;
- демодулируют входной сигнал на элементах антенной решетки;
- формируют комплексные корреляционные отклики пилот-сигнала элементов антенной решетки;
- для каждого найденного вектора весовых коэффициентов:
а) формируют значение комплексного корреляционного отклика пилот-сигнала на выходе антенной решетки, суммируя произведения комплексных корреляционных откликов пилот-сигнала элементов антенной решетки на соответствующие этим элементам весовые коэффициенты;
б) определяют мощность комплексного корреляционного отклика пилот-сигнала на выходе антенной решетки, суммируя квадраты синфазной и квадратурной частей комплексного корреляционного отклика пилот-сигнала на выходе антенной решетки;
в) находят мощность принимаемого сигнала и искусственного шума на выходе антенной решетки, формируя квадратичную форму вектора весовых коэффициентов, порождаемую скорректированной корреляционной матрицей принимаемого сигнала на элементах антенной решетки;
г) формируют значение решающей функции, находя отношение мощности комплексного корреляционного отклика пилот-сигнала на выходе антенной решетки к мощности принимаемого сигнала и искусственного шума на выходе антенной решетки.
- определяют текущее значение вектора весовых коэффициентов как вектор, соответствующий максимальному значению решающей функции.
Диаграмму направленности адаптивной антенной решетки определяют на основе текущих (выходных) значений векторов весовых коэффициентов лучей.
В заявляемом техническом решении используют адаптивный алгоритм формирования диаграммы направленности антенной решетки. Вектор весовых коэффициентов определяют по положению максимума решающей функции (функция стоимости). Известно, что в отсутствии помех и шума оценка отношения сигнал/(шум + помеха) становится сингулярной и не способна обеспечить адаптацию весовых коэффициентов. Предлагаемая решающая функция основана на оценке отношения сигнал/(помеха + шум) пилот-канала на выходе адаптивной антенной решетки, но не является сингулярной даже в отсутствии шума и помех.
Предлагаемая решающая функция имеет вид
где
- комплексный корреляционный отклик пилот-сигнала на выходе антенной решетки, w={w1,..., wn} - вектор весовых коэффициентов,
- комплексные корреляционные отклики пилот-сигнала, N - число элементов антенной решетки
- корреляционная матрица сигнала на элементах антенной решетки,
- отсчеты входного сигнала на элементах антенной решетки,
δnm, - символ Кронекера, 
Комплексные корреляционные отклики пилот-сигнала un и элементы корреляционной матрицы Кnm, 
формируются с помощью скользящего окна по J отсчетам (чипам) входного сигнала.
Отличие используемой матрицы 
от корреляционной матрицы сигнала на элементах антенной решетки К заключается в небольшом увеличении диагональных элементов. Этим самым снимают сингулярность решающей функции (2) в отсутствии шума и помех и обеспечивают эффективную адаптацию весовых коэффициентов.
Второе слагаемое в (5) адекватно введению искусственного белого шума на входе антенной решетки, независимого на ее элементах. Квадратичная форма (4) вектора весовых коэффициентов w, порождаемая скорректированной корреляционной матрицей 
принимаемого сигнала на элементах антенной решетки, представляет собой мощность принимаемого сигнала и искусственного белого шума на выходе адаптивной антенной решетки.
Поскольку вектор весовых коэффициентов инвариантен к умножению на комплексную константу, один из весовых коэффициентов фиксируют, например w1=1.
Векторы весовых коэффициентов, для которых рассчитывают решающую функцию, определяют, например, в соответствии с симплексным методом Нелдера-Мида.
Поскольку один весовой комплексный коэффициент, в частности w1, фиксируется, то адаптации подлежит (N-1) комплексных весовых коэффициентов или k=2(N-1) действительных коэффициентов.
Для определения числа векторов весовых коэффициентов и их значений, для которых рассчитывается решающая функция, удобно пользоваться понятием симплекса. В предлагаемой адаптивной процедуре симплекс представляет собой правильный многогранник в k-мерном пространстве адаптируемых коэффициентов. Векторы весовых коэффициентов, для которых рассчитывается решающую функцию определяют по координатам вершин симплекса. Число вершин симплекса или число векторов весовых коэффициентов, для которых рассчитывают решающая функция, равно (k+1). Если число элементов антенной решетки N=4, то число анализируемых векторов на каждом шаге адаптации равно 7. Координаты анализируемых векторов (вершин симплекса) представляют собой столбцы матрицы
где
а - расстояние между любыми двумя вершинами симплекса (размер симплекса). Величина размера симплекса а влияет на скорость формирования диаграммы направленности и быстродействие процесса адаптации, а также определяет устойчивость процесса адаптации к шумам. Чем больше а, тем выше скорость адаптации и ниже ее устойчивость.
На первом шаге адаптации значения параметров ν1, ν2,..., νk (положение симплекса) может быть произвольным, например ν1=ν2=...=νk=0. На следующих шагах адаптации значения векторов весовых коэффициентов определяют следующим образом.
На предыдущем шаге адаптации в результате вычисления решающей функции для векторов весовых коэффициентов, соответствующих вершинам симплекса, определяют по j-ой вершине (вектор весовых коэффициентов wj), для которой значение решающей функции Z(w) - минимально. Вершинами симплекса следующего шага адаптации являются все вершины предыдущего шага, за исключением j-ой, а также вершина с координатами
где wn, 
- векторы весовых коэффициентов (координаты вершин симплекса) предыдущего шага адаптации.
На каждом шаге адаптации определяют вектор весовых коэффициентов, соответствующий максимальному значению функции стоимости. Этот вектор устанавливается при приеме информационного сигнала и формирует диаграмму направленности адаптивной антенной решетки в обратном канале.
Размер симплекса, определяющий скорость изменения текущего вектора весовых коэффициентов, может выбираться адаптивно, в зависимости от частоты замираний сигнала луча. Чем выше частота замираний, тем больше размер симплекса. В этом случае оценивают частоту замираний сигнала луча, используя комплексные корреляционные отклики пилот-сигнала на выходе антенной решетки.
На первом шаге адаптации положение симплекса (значения векторов весовых коэффициентов) может быть выбрано произвольным, например как в (7). В дальнейшем положение симплекса (значения векторов весовых коэффициентов) определяют следующим образом.
На предыдущем шаге адаптации с размером симплекса а1 в результате вычисления решающей функции для векторов весовых коэффициентов, соответствующих вершинам симплекса, определяют по j-ой вершине (вектор весовых коэффициентов wj), для которой значение решающей функции Z(w) - минимально, и m-ая вершина (вектор весовых коэффициентов wm), для которой значение решающей функции Z(w) - максимально. Вершинами симплекса текущего шага адаптации с размером симплекса а2 является m-ая вершина предыдущего шага с координатами wm, а также вершины с координатами
и вершина с координатами
где w* определяется выражением (8).
Предлагаемый способ может быть реализован с помощью устройства, блок-схема которого показана на фиг.3, со следующими обозначениями:
1 - генератор опорного сигнала,
2 - комплексный перемножитель,
5 - блок формирования вектора весовых коэффициентов,
6 - блок поиска,
7 - блок управления,
8 - сумматор со сбросом,
9 - линия задержки с отводами,
10 - сумматор,
11.1-11.N - узел формирования корреляционных откликов пилот- сигнала,
12.1-12.L - блоки обработки сигналов лучей,
13 - блок формирования корреляционной матрицы,
14 - блок коррекции корреляционной матрицы.
Предлагаемое устройство содержит L блоков обработки сигналов L лучей 12.1-12.1, блок поиска 6, блок управления 7, блок формирования корреляционной матрицы 13 и блок коррекции корреляционной матрицы 14. В состав каждого блока обработки 12.1-12.L входит N ветвей, состоящих из последовательно соединенных комплексного перемножителя 2.1-2.N и узла формирования корреляционных откликов пилот-сигнала 11.1-11.L, генератор опорного сигнала 1 и блок формирования вектора весовых коэффициентов 5. Каждый узел формирования корреляционных откликов пилот-сигнала 11.1-11.L содержит последовательно соединенные сумматор со сбросом 8, линию задержки с отводами 9 и сумматор 10. Первый вход (сигнальный) комплексных перемножителей 2.1-2.N является одним из N сигнальных входов предлагаемого устройства. Второй вход комплексного перемножителя 2.1-2.N является опорным и соединен с выходом генератора опорного сигнала 1. Вход генератора опорного сигнала 1 является управляемым и соединен с выходом блока управления 7, обеспечивающего синхронную работу блоков устройства. Первый вход сумматора со сбросом 8 является входом блока формирования корреляционных откликов пилот-сигнала 11.1-11.N и соединен с выходом соответствующего комплексного перемножителя 2.1-2.N. Второй вход сумматора со сбросом 8 является входом сигнала сброса и соединен с соответствующим выходом блока управления 7. Выход сумматора 10 является выходом комплексных корреляционных откликов пилот-сигнала элементов антенной решетки, а также выходом узла формирования корреляционных откликов пилот-сигнала 11.1-11.N. Выходы N узлов формирования корреляционных откликов пилот-сигнала 11.1-11.N соединены с соответствующими N входами блока формирования вектора весовых коэффициентов 5. Выход блока формирования вектора весовых коэффициентов 5 является выходом текущего вектора весовых коэффициентов луча соответствующего блока обработки сигнала этого луча 12.1-12.L.
N входов каждого из L блоков обработки сигнала луча 12.1-12.L объединены между собой и с соответствующими входами блока формирования корреляционной матрицы 13, выход которого соединен со входом блока коррекции корреляционной матрицы 14, выходы которого соединены с соответствующими входами блоков формирования весовых коэффициентов 5 всех L блоков обработки сигнала луча 12.1-12.L.
Кроме того, первый вход предлагаемого устройства соединен с входом блока поиска 6, выход которого является выходом решающей функции поиска и соединен со входом блока управления 7, управляемый вход блока поиска 6 соединен с выходом блока управления 7.
Комплексные сигналы N элементов антенной решетки поступают на входы блоков обработки сигнала луча 12.1-12.L, а именно на первые входы комплексных перемножителей 2.1-2.N и на N входов блока формирования корреляционной матрицы 13. Комплексный сигнал с первого элемента антенной решетки поступает на вход блока поиска 6. Блок поиска 6 формирует решающую функцию поиска в дискретных временных позициях. Эта информация с блока поиска 6 поступает в блок управления 7, который сравнивает полученные значения решающей функции с порогом и определяет временные положения сигналов лучей. В соответствии с найденными значениями временных положений сигналов лучей блок управления 7 синхронизирует работу блоков обработки сигналов лучей 12.1-12.L.
На вторые входы комплексных перемножителей 2 с выхода генератора опорного сигнала 1 поступает опорная ПСП. Состояниями генератора опорного сигнала 1 управляет блок управления 7 в соответствии со значениями временных положений сигналов лучей в принимаемом многолучевом сигнале. Демодулированный сигнал с выхода комплексного перемножителя 2 поступает на первый вход сумматора со сбросом 8, на второй вход которого поступает управляющий сигнал сброса с блока управления 7. Сумматор со сбросом 8 осуществляет операцию посимвольного накопления синфазных и квадратурных составляющих сигнала. С выхода сумматора со сбросом 8 сигнал, представляющий собой комплексный корреляционный отклик пилот-символов, поступает через линию задержки с отводами 9 на сумматор 10. Линия задержки с отводами 9 и сумматор 10 выполняют скользящее усреднение комплексных корреляционных откликов пилот символов, формируя комплексные корреляционные отклики пилот-сигнала элементов антенной решетки. Комплексные корреляционные отклики пилот-сигнала элементов антенной решетки с выходов всех блоков формирования корреляционных откликов пилот-сигнала 11.1-11.N, а именно с выходов сумматоров 10, поступают на входы блока формирования вектора весовых коэффициентов 5.
Блок формирования корреляционной матрицы 13 усредняет на интервале скользящего окна всевозможные попарные произведения сигналов на элементах антенной решетки, формируя значения элементов корреляционной матрицы принимаемого сигнала на элементах антенной решетки, которые поступают на вход блока коррекции корреляционной матрицы 14. Блок коррекции корреляционной матрицы 14 корректирует корреляционную матрицу принимаемого сигнала на элементах антенной решетки, увеличивая значения ее диагональных элементов, что эквивалентно введению искусственного белого шума на входе антенной решетки. С выходов блока коррекции корреляционной матрицы 14 элементы скорректированной корреляционной матрицы принимаемого сигнала на элементах антенной решетки поступают на входы блока формирования весовых коэффициентов 5 всех блоков обработки сигналов лучей 12.1-12.L. Блок формирования весовых коэффициентов 5 формирует на своем выходе текущий вектор весовых коэффициентов, который является выходным сигналом устройства.
На фиг.4 представлен вариант выполнения блока формирования вектора весовых коэффициентов 5 заявляемого устройства, где обозначено:
15.1-15.(k+1) - узел формирования значения решающей функции вектора весовых коэффициентов, k=2(N-1),
16.1-16.N- комплексный перемножитель,
17 - сумматор,
18 - элемент возведения в квадрат,
19 - элемент расчета мощности,
20 - делитель,
21 - узел адаптации.
Блок расчета весовых коэффициентов 5 включает узел адаптации 21 и (k+1) узлов формирования значений решающей функции 15.1-15.(k+1), которые определяют значения решающей функции для векторов весовых коэффициентов текущего шага адаптации.
Корреляционные отклики пилот-сигнала элементов антенной решетки с выходов блоков формирования корреляционных откликов пилот сигнала 11.1-11.N поступают на входы узлов формирования значений решающей функции 15.1-15.(k+1), а именно на входы комплексных перемножителей 16.1-16.(N-1) (кроме корреляционного отклика-пилот сигнала 1-го элемента антенной решетки). На вторые входы комплексных перемножителей 16.1-16.(N-1) поступают значения весовых коэффициентов с выхода узла адаптации 21. С выходов комплексных перемножителей 16.1-16.(N-1) результаты перемножения поступают на N-1 входов сумматора 17. Корреляционный отклик пилот-сигнала 1-го элемента антенной решетки поступает на первый вход сумматора 17. Сумматоры 17 узлов формирования значений решающей функции 15.1-15.(k+1) формируют на своих выходах значения комплексных корреляционных откликов пилот-сигнала на выходе антенной решетки для каждого сформированного в узле адаптации 21 вектора весовых коэффициентов. С выхода сумматора 17 значение комплексного корреляционного отклика пилот-сигнала на выходе антенной решетки поступает на вход элемента возведения в квадрат 18. Элемент возведения в квадрат 18 определяет мощность комплексного корреляционного отклика пилот-сигнала на выходе антенной решетки, суммируя квадраты синфазной и квадратурной частей комплексного корреляционного отклика пилот-сигнала на выходе антенной решетки. Мощность комплексного корреляционного отклика пилот-сигнала на выходе антенной решетки с выхода элемента возведения в квадрат 18 поступает на первый вход делителя 20.
Элементы скорректированной матрицы принимаемого сигнала с выхода блока коррекции корреляционной матрицы 14 поступают на вход узлов формирования значений решающей функции 15.1-15.(k+1), а именно на входы узлов расчета мощности 19. На другие входы узлов расчета мощности 19 поступают значения вектора весовых коэффициентов с выхода узла адаптации 21. Узел расчета мощности 19 определяет мощность принимаемого сигнала и искусственного шума на выходе антенной решетки, формируя квадратичную форму вектора весовых коэффициентов, порождаемую скорректированной корреляционной матрицей принимаемого сигнала на элементах антенной решетки. Мощность принимаемого сигнала и искусственного шума на выходе антенной решетки с выхода узла расчета мощности 19 поступает на второй вход делителя 20. Делитель 20 формирует значение решающей функции, находя отношение мощности комплексного корреляционного отклика пилот-сигнала на выходе антенной решетки к мощности принимаемого сигнала и искусственного шума на выходе антенной решетки. С выходов делителей 20 всех узлов формирования значений решающей функции 15.1-15.(k+1) значения решающей функции поступают на (k+1) входов узла адаптации 21.
В узле адаптации 21 определяется вектор весовых коэффициентов, соответствующий максимальному значению решающей функции, который является текущим и поступает на выход узла адаптации 21. Выход узла адаптации 21 является выходом блока формирования вектора весовых коэффициентов 5. Кроме того, узел адаптации 21 в соответствии с симплексным методом Нелдера-Мида определяет (k+1) вектор весовых коэффициентов, для которых должна быть определена решающая функция на следующем шаге адаптации. Эти вектора весовых коэффициентов поступают на соответствующие входы узлов формирования значений решающей функции 15.1-15.(k+1).
На фиг.5 представлен вариант выполнения блока формирования корреляционной матрицы 13 заявляемого устройства, где обозначено:
22.1-22.N - узел комплексного сопряжения,
23.1.1-23.N.N - узлы формирования элементов матрицы,
24 - комплексный перемножитель,
25 - линия задержки с отводами,
26 - сумматор.
Входной принимаемый сигнал на элементах антенной решетки поступает на входы N узлов комплексного сопряжения 22 и на первые входы узлов формирования элементов матрицы 23. Причем входной принимаемый сигнал на n-ом элементе антенной решетки поступает на первые входы узлов формирования элемента матрицы 23.n.1-23.n.N. С выходов N узлов комплексного сопряжения 22 комплексно-сопряженные входные принимаемые сигналы на элементах антенной решетки поступают на вторые входы узлов формирования элементов матрицы 23. Причем комплексно-сопряженный входной принимаемый сигнал на m-ом элементе антенной решетки поступает на первые входы узлов формирования элементов матрицы 23.1.m-23.N.m.
Первый и второй входы узлов формирования элементов матрицы 23 являются входами комплексного перемножителя 24. С выхода комплексного перемножителя 24 произведение сигналов на элементах антенной решетки, поступает через линию задержки с отводами 25 на сумматор 26. Линия задержки с отводами 25 и сумматор 26 выполняют скользящее усреднение произведения сигналов на элементах антенной решетки, формируя, таким образом, на своем выходе элемент корреляционной матрицы принимаемого сигнала на элементах антенной решетки.
На фиг.7 представлен вариант выполнения блока коррекции корреляционной матрицы 14 заявляемого устройства. Блок коррекции корреляционной матрицы 14 содержит:
27.1-27.N - сумматоры,
28 - сумматор,
29 - узел деления.
Блок коррекции корреляционной матрицы 14 корректирует корреляционную матрицу принимаемого сигнала на элементах антенной решетки, увеличивая значения ее диагональных элементов, что эквивалентно введению искусственного белого шума на входе антенной решетки. Диагональные элементы корреляционной матрицы принимаемого сигнала с выхода блока формирования корреляционной матрицы 13 поступают на первые входы сумматоров 27.1-27.N и N входов сумматора 28. Суммарный сигнал с выхода сумматора 28 поступает на вход узла деления 29, где он делится на 100N. С выхода узла деления корректирующая величина поступает на вторые входы сумматоров 27.1-27.N. Сумматоры 27.1-27.N корректируют диагональные элементы корреляционной матрицы, увеличивая их значения. Недиагональные элементы корреляционной матрицы принимаемого сигнала поступают на выход блока коррекции корреляционной матрицы 14 без изменения.
На фиг.7 показан вариант выполнения узла расчета мощности 19 заявляемого устройства.
Вектор весовых коэффициентов поступает на входы (N-1) узлов комплексного сопряжения 30 и на первые входы комплексных перемножителей 31 и 32. Причем n-ый весовой коэффициент поступает на первые входы комплексных перемножителей 31.n.2-31.n.N и 32.n.1. С выходов (N-1) узлов комплексного сопряжения комплексно-сопряженные весовые коэффициенты 2-N поступают на вторые входы комплексных перемножителей 31 и 32. Причем комплексно-сопряженный m-ый весовой коэффициент поступает на вторые входы комплексных перемножителей 31.2.m-31.N.m и 32.1.m.
Выходные сигналы всех комплексных перемножителей 31 поступают на первые входы соответствующих комплексных перемножителей 32. На вторые входы комплексных перемножителей 32 поступают элементы скорректированной корреляционной матрицы. Причем на второй вход комплексного перемножителя 32.n.m поступает 
элемент скорректированной корреляционной матрицы.
Выходные сигналы всех комплексных перемножителей 32 поступают на входы сумматора 33. На первый вход сумматора 33 поступает 
элемент скорректированной корреляционной матрицы. Выходной сигнал сумматора 33 представляет собой мощность принимаемого сигнала и искусственного шума на выходе антенной решетки, которая является выходным сигналом узла расчета мощности 19.
Блок поиска 6 в предлагаемом устройстве является стандартным блоком и может быть выполнен так, как показано в книге Журавлева В.И. Поиск и синхронизация в широкополосных системах, - М.: Радио и связь, 1986, стр. 24.
Блок управления 7 с описанными в материалах заявки функциональными назначениями и связями является типичным и может быть реализован на современных микропроцессорах цифровой обработки сигналов (DSP), например TMS 320Cxx, Motorola 56xxx, Intel и т.п.
Компьютерное моделирование показало, что предлагаемый способ формирования диаграммы направленности обеспечивает эффективное подавление помех и повышение точности характеристик при приеме сигнала для различных помехо-сигнальных условий. На фиг.8 показана зависимость вероятности ошибки на блок данных (фрейм) от отношения энергии одного чипа информационного канала к спектральной плотности мощности шума при приеме сигнала формата 3GPP2 в присутствии помехи в виде сигнала высокоскоростного абонента, расположенного на угловом расстоянии 35° от источника полезного сигнала. Для сравнения на фиг.8 представлены кривые зависимости вероятности ошибки для других известных методов. Видно, что выигрыш за счет применения заявляемого способа может достигать значительных величин.
| название | год | авторы | номер документа |
|---|---|---|---|
| СПОСОБ ФОРМИРОВАНИЯ ДИАГРАММЫ НАПРАВЛЕННОСТИ АДАПТИВНОЙ АНТЕННОЙ РЕШЕТКИ БАЗОВОЙ СТАНЦИИ И УСТРОЙСТВО ДЛЯ ЕГО РЕАЛИЗАЦИИ (ВАРИАНТЫ) | 2002 |
|
RU2237379C2 |
| СПОСОБ КВАЗИКОГЕРЕНТНОГО ПРИЕМА СИГНАЛА, УСТРОЙСТВО, ЕГО РЕАЛИЗУЮЩЕЕ, И БЛОК ОБРАБОТКИ СИГНАЛА ОДНОЛУЧЕВОГО КВАЗИКОГЕРЕНТНОГО ПРИЕМНИКА | 2000 |
|
RU2187209C2 |
| СПОСОБ КВАЗИКОГЕРЕНТНОГО ПРИЕМА МНОГОЛУЧЕВОГО СИГНАЛА, УСТРОЙСТВО ЕГО РЕАЛИЗУЮЩЕЕ И БЛОК ОБРАБОТКИ СИГНАЛА ОДНОЛУЧЕВОГО КВАЗИКОГЕРЕНТНОГО ПРИЕМНИКА | 2000 |
|
RU2211537C2 |
| СПОСОБ КВАЗИКОГЕРЕНТНОГО ПРИЕМА МНОГОЛУЧЕВОГО СИГНАЛА И УСТРОЙСТВО, ЕГО РЕАЛИЗУЮЩЕЕ | 2002 |
|
RU2252493C2 |
| СПОСОБ ПЕРЕДАЧИ СИГНАЛА И УСТРОЙСТВО ДЛЯ ЕГО РЕАЛИЗАЦИИ | 2004 |
|
RU2262198C1 |
| Адаптивная антенная система для панорамного радиоприемника | 2018 |
|
RU2679486C1 |
| СПОСОБ УГЛОВОЙ ОРИЕНТАЦИИ ОБЪЕКТА ПО РАДИОНАВИГАЦИОННЫМ СИГНАЛАМ КОСМИЧЕСКИХ АППАРАТОВ | 2014 |
|
RU2564523C1 |
| АДАПТИВНАЯ АНТЕННАЯ РЕШЕТКА | 1993 |
|
RU2092942C1 |
| АДАПТИВНАЯ АНТЕННАЯ РЕШЕТКА | 1986 |
|
SU1840427A1 |
| Передающая адаптивная антенная решетка | 2016 |
|
RU2633029C1 |
Изобретение относится к области радиотехники и может использоваться в приемных устройствах систем сотовой связи с кодовым разделением каналов. В изобретении используют адаптивный алгоритм формирования диаграммы направленности антенной решетки. Вектор весовых коэффициентов определяют по положению максимума решающей функции. Решающая функция основана на оценке отношения сигнал/(помеха + шум) пилот-канала на выходе адаптивной антенной решетки и не является сингулярной даже в отсутствии шума и помех. Технический результат - повышение эффективности и точности характеристик при приеме сигнала для различных помехо-сигнальных условий. 2 н. и 2 з.п. ф-лы, 8 ил.
| US 6108565 B1, 22.08.2000 | |||
| Буровой механизм | 1979 |
|
SU899894A1 |
| US 5930243 A, 27.07.1995 | |||
| US 6101399 A, 08.08.2000 | |||
| УСТРОЙСТВО И СПОСОБ ДЛЯ ПЕРЕДАЧИ И ПРИЕМА СИГНАЛОВ С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ АДАПТИВНОЙ СИСТЕМЫ | 1996 |
|
RU2163052C2 |
