СПОСОБ АВТОКОРРЕЛЯЦИОННОГО ПРИЕМА ШУМОПОДОБНЫХ СИГНАЛОВ Российский патент 2007 года по МПК H04L27/22 

Предлагаемый способ относится к радиотехнике и может быть использован в цифровых системах связи, в частности, в устройствах синхронизации и приема шумоподобных фазоманипулированных (ФМН) сигналов и пеленгации источника излучения в двух плоскостях.

Известны способы и устройства приема шумоподобных сигналов (авт. свид.) СССР №№177471, 451166, 491187, 543194, 860276, 1417206; патенты США №№4146841, 4811363, 4912422; патенты ФРГ №№2646255, 3935911; Петрович Н.П. и др. системы связи с шумоподобными сигналами. - М.: Сов. радио, 1969, с.94, рис.8.а; Дж.Спилкер. Цифровая спутниковая связь. - М.: Связь, 1979, с.281; Варакин Л.Е. системы связи с шумоподобными сигналами. - М.: Связь, 1985, с.18, рис.1.9, в и другие).

Из известных способов наиболее близким к предполагаемому является Способ автокорреляционного приема «шумоподобных сигналов» (патент РФ №2.248.102, H 04 L 27/22, 2003), который и выбран в качестве прототипа. Данный способ обеспечивает прием шумоподобных сигналов с априорно неизвестной кодовой структурой и заключается в перемножении принимаемого сигнала с опорным сигналом, измерении длительности принимаемого сигнала, выделяя тем самым моменты скачкообразного изменения фазы, определении количества и величины тактовых импульсов, при этом опорный сигнал формируют путем задержки принимаемого сигнала на время , кратный тактовому периоду τ_э, выделяют суммарное напряжение, перемножают его с принимаемым сигналом, задержанным на время , кратное тактовому периоду τ_э, выделяют напряжение тактовой частоты, перемножают его с принимаемым сигналом, задержанным на время τ, которое периодически изменяют по линейному закону, выделяют низкочастотное напряжение, пропорциональное автокорреляционной функции, сравнивают его с пороговым уровнем, при превышении порогового уровня измеряют циклический сдвиг, по которому определяют кодовую структуру принимаемого сигнала.

Однако данный способ не полностью реализует свои потенциальные возможности. Использую корреляционную обработку принимаемых шумоподобных сигналов, можно запеленговать источник их излучения.

Технической задачей изобретения является расширение функциональных возможностей способа путем пеленгации источника излучения шумоподобных сигналов в двух плоскостях.

Поставленная задача решается тем, что согласно способу автокорреляционного приема шумоподобных сигналов, заключающегося в перемножении принимаемого сигнала с опорным сигналом, измерении длительности принимаемого сигнала, осуществлении частотного детектирования принимаемого сигнала, выделяя тем самым моменты скачкообразного изменения фазы, определении количества и величины тактовых периодов, при этом опорный сигнал формируют путем задержки принимаемого сигнала на время , кратное тактовому периоду τ_э, выделяют суммарное напряжение, перемножают его с принимаемым сигналом, задержанным на время , кратное тактовому периоду τ_э, выделяют напряжение тактовой частоты, перемножают его с принимаемым сигналом, задержанным на время τ, которое периодически изменяют по линейному закону, выделяют низкочастотное напряжение, пропорциональное автокорреляционной функции, сравнивают его с пороговым уровнем, при превышении порогового уровня измеряют циклический сдвиг, по которому определяют кодовую структуру принимаемого сигнала, шумоподобные сигналы принимают на приемные антенны, разнесенные на фиксированные расстояния d₁, d₂ и расположенные в виде геометрического прямого угла, в вершине которого помещают антенну опорного канала, общую для антенн двух пеленгационных каналов, расположенные в азимутальной и угломестной плоскостях, в каждом канале принимаемый шумоподобный сигнал перемножают самого на себя, выделяют гармоническое колебание, сдвигают по фазе на 90 градусов гармоническое колебание опорного канала, измеряют разности фаз между ним и гармоническими колебаниями пеленгационных каналов, формируя при этом фазовые шкалы отсчета азимута α и угла места β, источника излучения шумоподобных сигналов, точные но неоднозначные, перемножают шумоподобный сигнал опорного канала с задержанными по времени шумоподобными сигналами пеленгационных каналов, выделяют низкочастотные напряжения, пропорциональные взаимно корреляционным функциям, изменяют время задержки до получения максимального значения взаимно корреляционной функции, поддерживают эти значения, фиксируют временные задержки τ₁, τ₂, соответствующие максимальному значению взаимно корреляционных функций, и определяют азимут α и угол места β, источника излучения шумоподобных сигналов

, ,

где с - скорость распространения света; формируя тем самым временные шкалы отсчета угловых координат α и β, грубые, но однозначные.

Структурная схема устройства, реализующего предлагаемый способ, представлена на фиг.1. временные диаграммы, поясняющие сущность предлагаемого способа, изображены на фиг.2. взаимное расположение приемных антенн показано на рис.3. пеленгационная характеристика приведена на фиг.4.

Устройство содержит последовательно подключенные к выходу антенны 21.1 частотный фиксатор 2, счетчик 3 импульсов, первый арифметический блок 4, второй вход которого через измеритель 1 длительности сигнала соединен с выходом антенны 21.1, первый масштабирующий перемножитель 5. первая линия 7 задержки, второй вход которой соединен с выходом антенны 21.1, первый перемножитель 8, второй вход которого соединен с выходом антенны 21.1, первый полосовой фильтр 9, второй перемножитель 11, второй вход которого через линию задержки 10 соединен с выходом антенны 21.1 и второго масштабирующего перемножителя 6, второй полосовой фильтр 12, третий перемножитель 15, второй вход которого через третью линию задержки 14 соединен с выходом антенны 21.1, первый фильтр 16 нижних частот, пороговый блок 17, ключ 18, второй вход которого соединен с выходом линии 14 задержки, второй арифметический блок 19, второй вход которого соединен с выходом первого арифметического блока 4 и блок 20 регистрации, второй и третий которого соединены с выходами измерителя 1 длительности сигнала и арифметического блока 4, второй вход линии задержки 14 через генератор 13 пилообразного напряжения соединен с выходом порогового блока 17.

Устройство содержит также один опорный канал и два пеленгационных канала.

Опорный канал содержит последовательно включенную антенну 21.1, перемножитель 22.1, второй вход которого соединен с выходом антенны 21.1 узкополосный фильтр 23.1 и фазовращатель 24 на 90 градусов.

Первый (второй) пеленгационный канал содержит последовательно включенные антенны 21.2 (21.3), перемножитель 22.2 (22.3), второй вход которого соединен с выходом антенны 21.2 (21.3), узкополосный фильтр 23.2 (23.3) и фазовый фиксатор 25.1 (25.2), второй вход которого соединен с выходом фазовращателя 24 на 90 градусов, а выход подключен к четвертому (пятому) входу блока регистрации.

К выходу антенны 21.2 (21.3) последовательно подключены блок 29.1 (29.2) регулируемой задержки, перемножитель 22.4 (22.5), второй вход которого соединен с выходом антенны 21.1, фильтр 26.1 (26.2) нижних частот и экстремальный регулятор 28.1 (28.2), выход которого подключен ко второму входу боку 29.1 (29.2) регулируемой задержки. К выходу фильтра 26.1 (26.2) подключен измерительный прибор 27.2 (27.2). второй вход блока 29.1 (29.1) регулируемой задержки подключен к шестому (седьмому) входу блока 20 регистрации. Указанные блоки образуют коррелятор 30.1 (30.2).

Предлагаемый способ реализуется следующим образом. Предположим, что в качестве модулирующей функции используется псевдослучайная последовательность (ПСП), символы которой описываются рекуррентным соотношением

Х₁=А₁Х_I-1⊕A₁Х_I-2⊕...⊕А_mХ_i-m,

где а_i={0, 1} - коэффициенты коррелирующего полинома,

А(Х)=Х⁰⊕а₁Х¹⊕а₂Х²⊕...⊕а_mХ^m,

⊕ - знак сложения по модулю два,

m - разрядность псевдослучайной последовательности, период которой определяется формулой N=2^m-1.

Для передачи по каналам связи такой последовательности M(t) (фиг.2.б) манипулируют по фазе высокочастотное гармоническое колебание (фиг.2.а).

U_c(t)=V_ccos(ω_ct+ϕ_c), 0≤t≤T_c,

где V_c, ω_c, ϕ_c, T_c - амплитуда, несущая частота, начальная фаза и длительность высокочастотного колебания; в результате образуется фазоманипулированный (ФМН) сигнал (шумоподобный сигнал) (фиг.2.в).

, 0≤t≤Т_с,

где ϕ_k(t)={0, π} - манипулируемая составляющая фазы, отображающая закон фазовой манипуляции в соответствии с модулирующим кодом M(t) (ПСП) (фиг.2.б), причем ϕ_k(t)=const при кτ_э<t<(k+1) и может измениться скачком при t=kτ_э, т.е. на границах между элементарными посылками (к=1, 2,..., N-1);

τ_э, N - длительность и количество элементарных посылок, из которых составлен сигнал длительностью Т_с (Т_с=Nτ_э).

В месте приема ФМН-сигналы (шумоподобные сигналы):

U₁(t)=V_сcos[ω_сt+ϕ_kt+ϕ₁],

U₂(t)=V_сcos[ω_с(t-τ₁)+ϕ_k(t-τ₁)+ϕ₂],

U₃(t)=V_сcos[ω_с(t-τ₂)+ϕ_k(t-τ₂)+ϕ₃], 0≤t≤Т_с

где ϕ₁, ϕ₂, ϕ₃ - начальные фазы сигналов

- время запаздывания сигнала, приходящего на антенну 21.2 по отношению к сигналу, приходящему на антенну 21.1;

- время запаздывания сигнала, приходящего на антенну 21.3 по отношению к сигналу, приходящему на антенну 21.1 (фиг.3);

d₁, d₂ - измерительные базы;

α, β - углы прихода радиоволн в азимутальной и угломестной плоскостях;

С - скорость распространения света.

С выходов антенн 21.1, 21.2 и 21.3 соответственно сигналы поступают на вход перемножителей 22.1, 22.2 и 22.3, на выходе которых образуются гармонические колебания:

U₄(t)=V₄cos[2ω_сt+2ϕ₁],

U₅(t)=V₄cos[2ω_с(t-τ₁)+2ϕ₂],

U₆(t)=V₄cos[2ω_с(t-τ₂)+2ϕ₃], 0≤t≤Тс,

где ;

K₁ - коэффициент передачи перемножителей;

Следует отметить, что ширина спектра Δf_с принимаемых ФМН-сигналов U₁(t), U₂(t), U₃(t) определяется длительностью их элементарных посылок τ_э (тактовым периодом)

,

тогда как ширина спектра вторых гармоник U₄(t), U₅(t), U₆(t) определяется длительностью Т_с сигнала

.

Следовательно, при перемножении ФМН-сигналов самих на себя вазовая манипуляция устраняется и их спектр "сворачивается" в N раз

Это обстоятельство позволяет выделить гармонические колебания U₄(t), U₅(t), U₆(t) с помощью узкополосных фильтров 23.1, 23.2, и 23.3 соответственно, отфильтровав значительную часть шумов и помех.

Если гармонические колебания U₄(t), U₅(t), U₆(t) с выходов узкополосных фильтров 23.1 и 23.2, 23.1 и 23.3 непосредственно подать на фазовые детекторы 25.1 и 25.2, на выходе последних получим:

где

К₂ - коэффициент передачи фазовых дескрипторов.

Из приведенных соотношений видно, что напряжение на выходе фазовых дескрипторов 25.1 и 25.2 зависит от углов α и β. Однако вследствие того, что косинус - функция четная, знаки U_вых(α) и U_вых(β) не зависят от стороны отклонения. Для устранения указанного недостатка в опорный канал включают фазовращатель 24 на 90 градусов. В этом случае напряжения рассогласования на выходе фазовых детекторов 25.1 и 25.2 определяются выражениями:

Приведенные зависимости обычно называются пеленгационными характеристиками (фиг.4)

Крутизна характеристик в области малых углов α и β, где характеристики практически линейны, равна:

Таким образом, крутизна характеристик определяется величинами отношения и Увеличение измеренных баз d₁, d₂ и уменьшение длины волны λ повышают крутизну K_α, K_β и увеличивают точность пеленгации источника излучения ФМН-сигналов.

Однако при этом возрастает неоднозначность отсчета углов α и β.

Крутизна характеристики определяет зоны нечувствительности, 2α_min и 2β_min при задании значительных шумов V_Ш (фиг.4).

Число зон неоднозначности, т.е. областей, где разности фаз:

изменяются на величину, равную 2π, определяются соотношениями:

Для однозначного отсчета необходимо выбрать n₁=1 и n₂=1, т.е. выбрать измерительные базы исходя из следующих условий:

Разности фаз Δϕ₁ и Δϕ₂ фиксируются блоком 20 регистрации.

Так формируются фазовые шкалы отсчета угловых координат α и β: точные, но неоднозначные.

Принимаемые ФМН-сигналы U₁(t) и U₂(t), U₁(t) и U₃(t) одновременно поступают с выходов антенн 21.1 и 21.2, 21.1 и 21.3 на два входа коррелятора 30.1 (30.2), состоящего из блока 29.1 (29.2) регулируемой задержки, перемножителя 22.4 (22.5) и фильтра 26.1 (26.2) нижних частот. Получаемые на выходе корреляторов 30.1 (30.2) взаимно корреляционные функции R₁(τ) и R₂(τ), измеряемые измерительными приборами 27.1 и 27.2, имеют максимум при значении введенного регулируемого запаздывания:

τ₁=t₂-t₁, τ₂=t₃-t₁,

где t₁, t₂, t₃ - время прохождения сигналом расстояний R₁, R₂, R₃ от источника излучения до первой 21.1, второй 21.2 и третьей 21.3 приемных антенн:

ΔR₁=R₂-R₁, ΔR₂=R₃-R₁.

Максимальные значения R₁(τ) и R₂(τ) поддерживаются с помощью экстремальных регуляторов 28.1 и 28.2, воздействующих на вторые входы блоков 29.1 и 29.2 регулируемых задержек. Шкалы блоков 29.1 и 29.2 регулируемых задержек (указатели углов) градуируются непосредственно в значениях угловых координат α и β источника излучения ФМН-сигналов:

где τ₁, τ₂ - введенные задержки сигнала, соответствующие максимуму возможно корреляционных функций R₁(τ) и R₂(τ).

Значения угловых координат α и β фиксируются блоком 20 регистрации. Так формируются временные шкалы отсчета угловых координат α и β: грубые, но однозначные.

По существу измерительными шкалами измеряются полные разности фаз:

Δφ₁=m+Δϕ₁, Δφ₂=n+Δϕ₂,

где m, n - количества полных циклов измеряемых разностей фаз, определяемых временными шкалами;

Δϕ₁ и Δϕ₂ - разности фаз, измеряемые фазовыми шкалами (0≤Δϕ₁≤2π, 0≤Δϕ₂≤2π).

Следует отметить, что расположение приемных антенн 21.1, 21.2 и 21.3 в виде геометрически прямого угла, в вершине которого располагается первая приемная антенна 21.1 опорного канала, продиктовано самой идеологией пеленгации источника излучения ФМН-сигналов в пространстве.

Принимаемый ФМН-сигнал U₁(t) с выхода приемной антенны 21.2 одновременно поступает сна входы измерителя 1 длительности сигнала, частотного детектора 2, перемножителя 8, линий 7, 10, 14 задержки.

На выходе частотного детектора 2 образуются короткие разнополярные импульсы (фиг.2.г), временное положение которых соответствует моментам скачкообразного изменения фазы принимаемого ФМН-сигнала U₁(t) (фиг.2.в).

Эти импульсы поступают на вход счетчика 3 импульсов, где подсчитывается число ν скачков фазы. Между числом скачков фазы ν и количеством N элементарных посылок существует следующая зависимость:

ν=0,5(N-1).

Число скачков фазы ν, подсчитанное счетчиком 3, поступающий на первый вход арифметического блока 4, на второй вход которого подается измеренная измерителем 1 длительность Т_с сигнала. В арифметическом блоке 4 сигнала определяется длительность элементарных посылок τ_э (тактовый период).

Одновременно принимаемый ФМН-сигнал U₁(t) (фиг.2.в) поступает на первый вход перемножителя. Значение τ_э у через масштабирующие перемножители 5 и 6 поступают на управляющие входы линии 7 и 10 задержки соответственно, где устанавливаются задержки:

t_з1=K₁τ_э, t_з2=K₂τ_э,

кратные тактовому периоду τ_э. На второй вход перемножителя 8 подается принимаемый ФМН-сигнал, задержанный на величину t_з1 (фиг.2.д)

U₇(t)=U₁(t-τ_з1)=V_сcos[ω_с(t-τ_з1)+ϕ_k(t-τ_з1)+ϕ_с], 0≤t≤T_с.

На выходе перемножителя 8 образуется следующее колебание:

U₈(t)=V₈cos[2ω_сt-ω_сτ_з1+ϕ_к(t)-ϕ_k(t-τ_з1)+2ϕ_с]+V₈cos[ω_сτ_з1+ϕ_к(t)-ϕ_k(t-τ_з1)], 0≤t≤T_с,

где

из которого полосовым фильтром 9, настроенным на 2ω_с, выделяется суммарное напряжение (фиг.2.е).

U_Σ(t)=V₈Cos[2ω_сt-ω_сτ_з1+ϕ_к(t)-ϕ_k(t-τ_з1)+2ϕ_с], 0≤t≤T,

которое поступает на первый вход перемножителя 11, на второй вод которого подается принимаемый ФМН-сигнал, задержанный на величину τ_з2 линией 10 задержки (фиг.2.ж).

U₉(t)=U₁(t-τ_з2)=V_сcos[ω_с(t-τ_з2)+ϕ_k(t-τ_з2)+ϕ_с], 0≤t≤T_с.

На выходе перемножителя 11 образуется следующее колебание:

U₁₀(t)=V₁₀cos[3ω_сt-ω_с(τ_з1+τ_з2)+ϕ_к(t)+ϕ_к(t-τ_з1)+ϕ_к(t-τ_з1)+ϕ_к(t-τ_з2)+3ϕ_с]+V₁₀cos[ω_сt-ω_с(τ_з2-τ_з1)+3ϕ_с]+V₁₀cos[ω_сt+ω_с(τ_з2-τ_з1)+ϕ_к(t)+ϕ_к(t-τ_з1)]-ϕ_к(t-τ_з1)-ϕ_к(t-τ_з2),

0≤t≤T_с.

где

из которого полосовым фильтром 12, настроенным на ω_с, выделяется напряжение разности частоты (фиг.2.з)

U_р(t)=V₁₀cos[ω_сt+ω_с(τ_з2-τ_з1)+ϕ_k(t)+ϕ_k(t-τ_з1)-ϕ_k(t-τ_з2)], 0≤t≤T_с,

манипулируемая фаза которого имеет вид:

ϕ_кр(t)=ϕ_к(t)+ϕ_к(t-τ_з1)-ϕ_к(t-τ_з2)=ϕ_к(t-θτ_э),

где θ - циклический сдвиг, выраженный числом тактовых периодов (элементарных посылок).

Напряжение U_р(t) с выхода полосового фильтра 12 поступает на первый вход перемножителя 15, на второй вход которого подается принимаемый ФМН-сигнал, задержанный на величину τ с помощью линии 14 задержки, которая периодически перестраивается по линейному закону с помощью генератора 13 пилообразного напряжения

U₁₁(t)=U₁(t-τ)=V_сcos[ω_с(t-τ)+ϕ_k(t-τ)+ϕ_с], 0≤t≤T_с,

где τ - переменное значение величины задержки линии 14 задержки.

На выходе перемножителя 15 образуется следующее напряжение:

U₁₂(t)=V₁₂cos[2ω_сt+ω_с(τ_з2-τ_з1+τ)+ϕ_к(t)+ϕ_к(t-θτ_э)+2ϕ_с]+V₁₂cos[ω_с(τ_з2-τ_з1+τ)+ϕ_к(t-θτ_э)-ϕ_к(t-τ)], 0≤t≤T_с.

где

фильтром 12 нижних частот выделяется низкочастотное напряжение, пропорциональное автокорреляционной функции,

U_Н(t)=V₁₂cos[2ω_сt+ω_с(τ_з2-τ_з1+τ)+ϕ_к(t-θτ_э)-ϕ_к(t-τ)],

которое сравнивается с пороговым уровнем в пороговом блоке 17. пороговое напряжение V_пор превышается только при максимальном значении напряжения U_Н(t), которое получается при выполнении следующего условия:

τ₀=θτ_э, cos[w_с(τ_з2-τ_з1+θτ_э)]=2πk, k=1, 2, 3,...

в случае превышения порогового уровня V_пор в пороговом блоке 17 формируется постоянное напряжение, которое поступает на управляющий вход генератора 13 пилообразного напряжения, прекращая его перестройку, и на управляющий вход ключа 18, открывая его. В исходном состоянии ключ 18 всегда закрыт.

При этом значение величины задержки τ₀=θτ_э, соответствующее максимуму автокорреляционной функции R(τ), через открытый ключ 18 поступает в арифметический блок 19, куда поступает и значение длительности τ_э элементарных посылок с выхода арифметического блока 4. В арифметическом блоке 19 определяется циклический сдвиг

,

который фиксируется блоком 20 регистрации, где фиксируется также измеренные значения длительности τ_э элементарных посылок и длительности Т_с принимаемого ФМН-сигнала. Указанный сдвиг устанавливает однозначное соответствие между кодовой структурой принимаемого ФМН-сигнала и функцией преобразования, которая задается параметрами τ_з1 и τ_з2:

θ↔θ[А(х), В(х)],

где А(х) - формирующий полином, определяющий кодовую структуру принимаемого ФМН-сигнала;

В(х)=В₀Х⁰+В₁х¹+...+В_nхⁿ - функция преобразования, номера нулевых коэффициентов которой определяются как и а коэффициент В₀=1.

Так, например, для τ_з1=2τ_э и τ_з2=3τ_э (θ=8)

А(х)=х⁰⊕х²⊕х⁵;

В(х)=х⁰⊕х²⊕х³.

Измерив циклический сдвиг θ, по таблице соответствия можно определить кодовую структуру (закон фазовой манипуляции) принимаемого ФМН-сигнала. Это обеспечивает возможность принимать шумоподобные сигналы с априорно неизвестной кодовой структурой.

Таким образом, предлагаемый способ по сравнению с прототипом обеспечивает не только прием сигналов с априорно неизвестной кодовой структурой, но и точную и однозначную пеленгацию источника их излучения в двух плоскостях. Тем самым функциональные возможности способа расширены.

Способ относится к радиотехнике и может быть использован в цифровых системах связи, в частности, в устройствах синхронизации и приема шумоподобных (фазоманипулированных (ФМн)) сигналов и пеленгации источника их излучения. Технический результат - расширение функциональных возможностей способа путем пеленгации источника излучения шумоподобных сигналов в двух плоскостях. Устройство, реализующее предлагаемый способ, содержит измеритель длительности сигнала, частотный детектор, счетчик импульсов, арифметические блоки, масштабирующие множители, линии задержки, перемножители, полосковые фильтры, генератор пилообразного напряжения, фильтры нижних частот, пороговый блок, ключ, блок регистрации, приемные антенны, узкополосные фильтры, фазовращатель на 90 градусов, фазовые детекторы, измерительные приборы, экстремальные регуляторы, блоки регулируемой задержки, корреляторы. 4 ил.

Способ автокорреляционного приема шумоподобных сигналов, заключающийся в перемножении принимаемого сигнала с опорным сигналом, измерении длительности принимаемого сигнала, осуществлении частотного детектирования принимаемого сигнала, выделяя тем самым моменты скачкообразного изменения фазы, определении количества и величины тактовых периодов, при этом опорный сигнал формируют путем задержки принимаемого сигнала на время τ_з1=K₁τ_э, кратное тактовому периоду τ_э, выделяют суммарное напряжение, перемножают его с принимаемым сигналом, задержанным на время τ_з2=K₂τ_э, кратное тактовому периоду τ_э, выделяют напряжение разностной частоты, перемножают его с принимаемым сигналом, задержанным на время τ, которое периодически изменяется по линейному закону, выделяют низкочастотное напряжение, пропорциональное автокорреляционной функции, сравнивают его с пороговым уровнем, при превышении порогового уровня измеряют циклический сдвиг, по которому определяют кодовую структуру определяемого сигнала, отличающийся тем, что шумоподобные сигналы принимают на приемные антенны, разнесенные на фиксированные расстояния d₁ и d₂ и расположенные в виде геометрического прямого угла, в вершине которого помещают антенну опорного канала, общую для антенн двух пеленгационных каналов, расположенных в азимутальной и угломестной плоскостях, в каждом канале принимаемый шумоподобный сигнал перемножают самого на себя, выделяют гармоническое колебание, сдвигают по фазе на 90 градусов гармоническое колебание опорного канала, измеряют разности фаз между ним и гармоническими колебаниями пеленгационных каналов, формируя тем самым фазовые шкалы отсчета азимута α и угла места β источника излучения шумоподобных сигналов, точные, но неоднозначные, перемножают шумоподобный сигнал опорного канала с задержанными по времени шумоподобными сигналами пеленгационных каналов, выделяют низкочастотные напряжения, пропорциональные взаимокорреляционным функциям, изменяют время задержки до получения максимального значения взаимно корреляционных функций, поддерживают эти значения, фиксируют временные задержки τ₁ и τ₂, соответствующие максимальному значению взаимно корреляционных функций, и определяют азимут α и угол места β источника излучения шумоподобных сигналов

где с - скорость распространения света,

формируя тем самым временные шкалы отсчета угловых координат α и β, грубые, но однозначные.