СПОСОБ РАДИОЛОКАЦИОННОГО ОБНАРУЖЕНИЯ ПОДВИЖНЫХ ЦЕЛЕЙ С ФАЗОВОЙ СЕЛЕКЦИЕЙ ПО ДАЛЬНОСТИ И УСТРОЙСТВО ДЛЯ ЕГО РЕАЛИЗАЦИИ Российский патент 2009 года по МПК G01S13/56 

Изобретение относится к области систем радиолокации и может быть использовано в системах охраны, локации и навигации для определения наличия подвижных целей.

Способы и устройства аналогичного назначения наиболее детально рассмотрены в книгах Бакулева П.А., Степина В.М. Методы и устройства селекции движущихся целей. - М.: Радиосвязь, 1986 и Информационные технологии в радиотехнических системах: Учебное пособие - 2-е изд. перераб. и доп./ Васин В.А., Власов И.Б., Егоров Ю.М. и др. - М.: Изд. МГТУ им. Баумана, 2004.

Известен способ радиолокационного обнаружения маневрирующей цели в импульсно-доплеровских РЛС, описанный в патенте RU 2154837 C1, G01S 13/02, 2000 г. В способе используются сложные сигналы с внутриимпульсной частотной модуляцией для определения параметров движущейся цели и основанный на определении максимума модуля корреляционной суммы выборок сигнала, отраженного от цели и опорного сигнала в пространстве параметров: частота сигнала и ее производная. В устройстве, реализующем данный способ, осуществляется аналого-цифровое преобразование (АЦП) принятого сигнала, условное разбиение его на ряд частотных поддиапазонов, накопление сигналов, определенных частот в сдвиговых регистрах, быстрого преобразования Фурье полученных отсчетов с последующей обработкой. Недостатками устройства являются трудности определения и задания сетки частот, невысокая точность определения координат из-за нелинейности сигнала с линейной частотной модуляцией.

Известен также способ обнаружения и селекции подвижных целей, заключающийся в поочередном излучении радиоимпульсов на двух или нескольких несущих частотах и разделении в приемнике сигналов доплеровской частоты соответствующих несущих частот. Значения несущих частот выбирается таким образом, чтобы разность фаз доплеровских частот изменялась в пределах от 0° до 90° при нахождении и перемещении цели в зоне обзора вплоть до максимальной дальности. В радарной системе обнаружения вторжения, описанной в заявке US 2002/0060639 А1, G01S 13/62, 2002 г., реализующей данный способ, микроволновый передатчик поочередно излучает радиоимпульсы с различными несущими частотами. Принятые сигналы детектируются, усиливаются, разделяются на синфазную и квадратурную составляющие и подвергаются АЦП, с последующим цифровым измерением фазы по алгоритмам построения фигур Лиссажу. Отношение сигналов, пропорциональных размерам большой и малой полуосей полученного эллипса, дает информацию о дальности. Для селекции по скорости в устройстве обработки имеются каналы высокой и низкой скорости соответственно для быстро- и медленнодвижущихся целей. В микроволновом датчике, описанном в заявке US 2004/0222887 A1, G08B 13/18, 2004 г., использующем такой же способ, излучаются радиоимпульсы с различными несущими частотами и определяется разность фаз доплеровских частот соответствующих несущих частот. Суть работы приемного устройства датчика состоит в формировании прямоугольных сигналов из сигналов доплеровской частоты с помощью компаратора и последующем определении разности фаз между ними. Недостатками рассмотренных устройств являются невысокая точность и неоднозначность определения дальности, свойственная фазовым методам измерения дальности.

Наиболее близким по сути является детектор движения, основанный на доплеровском принципе, описанный в патенте US 6380882 B1, G01S 13/56, 2002 г., использующий многочастотный зондирующий сигнал и многоканальное устройство обработки. При использовании двухчастотного зондирующего сигнала выделенные в приемнике сигналы доплеровской частоты, соответствующие несущим частотам (ω₁ и ω₂), поступают в каналы K₁ и К₂ и затем в устройство вычисления. Алгоритм вычисления разности фаз следующий: вначале осуществляется интегрирование абсолютных значений сигналов доплеровской частоты, получая I₁ и I₂ соответственно, также сигналы доплеровской частоты перемножаются и вычисляется интеграл произведения сигналов, получая I₃, далее для вычисления разности фаз осуществляют деление I₃ на произведение I₁ и I₂. Вычисляемые значения разности фаз через определенные интервалы времени определяют значение радиальной скорости. Направление движение определяется знаком разности фаз. Косвенно о размерах цели судят по значению мощности принятого отраженного сигнала. В последнем (четвертом) варианте детектора движения излучается многочастотный зондирующий сигнал и осуществляется многоканальная обработка сигналов доплеровской частоты. В каналах, соответствующих своему значению несущей частоты, осуществляется усиление, фильтрация, АЦП с последующей обработкой на основе преобразования Фурье, быстрого преобразования Фурье или вейтвлет преобразовании. В данном способе возможно устранение многозначности измерения дальности. Однако для однозначности измерений дальности необходимо, чтобы погрешность более грубого фазового измерения была меньше интервала однозначности более точного фазового измерения. Поскольку погрешность и интервал однозначности фазовых измерений дальности R до подвижной цели определяется крутизной фазовой характеристики сигналов доплеровской частоты и пропорциональна отношению разности несущих частот ω₀ и ω_n к скорости света с (см. Методы и устройства селекции движущихся целей, с.39), т.е.

то произвольно выбранные несущие частоты радиоимпульсов не гарантируют однозначность фазовых измерений в пределах предназначенной дальности действия, а увеличение количества несущих частот зондирующего сигнала усложняет устройство.

Техническим результатом предлагаемого способа радиолокационного обнаружения подвижных целей с фазовой селекцией по дальности является повышение точности селекции по дальности, минимизация количества используемых частот зондирующего сигнала при сохранении однозначности в пределах предназначенной дальности действия.

Техническим результатом предлагаемого устройства является улучшение технических характеристик, т.к.:

- работа узлов передатчика и приемника с непрерывным сигналом с плавно перестраиваемой частотой устраняет разрыв фазы, что сокращает рабочую полосу частот устройства и сохраняет когерентность зондирующего и отраженного сигналов;

- работа преобразователя частоты на согласованную нагрузку во время пауз между импульсами излучения уменьшает время и интенсивность переходных процессов, что позволяет более точно выделять сигналы доплеровской частоты и использовать зондирующие радиоимпульсы наносекундной длительности.

Сущность предлагаемого способа заключается в том, что формируют зондирующие радиоимпульсы с разными несущими частотами, далее после излучения и приема радиоимпульсов осуществляют преобразование частоты путем перемножения зондирующих и принятых радиоимпульсов с одновременным мультиплексированием для выделения сигналов доплеровской частоты соответствующих несущих частот, затем определяют частоту и разницу фаз сигналов доплеровской частоты, получая информацию о радиальной скорости и дальности до цели, согласно предлагаемому изобретению формируют зондирующие периодические пачки радиоимпульсов, несущая частота которых относительно опорного значения несущей частоты первого радиоимпульса пачки изменяется на значение, которое с каждым последующим импульсом пачки удваивается, далее для обнаружения подвижной цели на заданной дальности, после преобразования и мультиплексирования сигналов, осуществляют операции свертки сигнала доплеровской частоты соответствующего опорной несущей частоте с другими сигналами доплеровской частоты, сдвинутыми по фазе в соответствии с заданной дальностью, затем перемножают результаты выполнения сверток сигналов, получая значение корреляции сигналов доплеровской частоты, сравнение которого с пороговым уровнем позволяет сделать вывод о наличии цели на заданной дальности.

В устройстве для реализации способа радиолокационного обнаружения подвижных целей с фазовой селекцией по дальности, содержащем в передатчике импульсный модулятор и последовательно соединенные первый и второй делители частоты, выходы которых соединены со схемой совпадения, выход схемы совпадения соединен со вторым входом импульсного модулятора, в приемнике - последовательно соединенные преобразователь частоты, мультиплексор, фильтры доплеровских частот, представляющие собой параллельные полосовые фильтры, в антенном узле - последовательно соединенные циркулятор и антенну, причем вход циркулятора соединен с выходом импульсного модулятора, выход циркулятора соединен с первым входом преобразователя частоты, второй выход синтезатора частот соединен с импульсным модулятором и со вторым входом преобразователя частоты, выход схемы совпадения соединен с входом управления мультиплексора, согласно предлагаемому изобретению дополнительно введены: в передатчик - третий делитель частоты и последовательно соединенные формирователь кода управления и синтезатор частот, на первом выходе которого формируется непрерывный сигнал с опорной частотой, а на втором - непрерывный сигнал с плавно перестраиваемой частотой; в приемник - согласованная нагрузка и узел обработки, причем первый выход синтезатора частот соединен с входом третьего делителя частоты, выход которого соединен с входом первого делителя частоты, выходы делителей частоты соединены с входами формирователя кода управления, при этом первый делитель формирует сигнал, задающий период следования и длительность зондирующих импульсов, второй делитель формирует сигнал, задающий период следования и длительность пачек зондирующих импульсов, третий делитель задает управляющий сигнал для плавной перестройки частоты, один из выходов мультиплексора соединен с согласованной нагрузкой, входное сопротивление которой равно входному сопротивлению фильтров доплеровской частоты, выходы фильтров доплеровских частот соединены с узлом обработки, предназначенным для вычисления значения корреляции сигналов доплеровской частоты, сравнения полученного значения с пороговым уровнем и получения вывода о наличии цели на заданной дальности.

На фиг.1 представлены основной и побочные лепестки общей функции рассогласования по фазе.

На фиг.2 представлена общая функция рассогласования по фазе.

На фиг.3 представлены диаграммы, поясняющие способ обработки доплеровских сигналов.

На фиг.4 и 5 представлены зависимости изменения несущей частоты зондирующих радиоимпульсов для реализации предлагаемого способа.

На фиг.6 представлена функциональная схема устройства, реализующего предлагаемый способ.

На фиг.7 представлены временные диаграммы, поясняющие работу устройства, реализующего предлагаемый способ.

Устройство для радиолокационного обнаружения подвижных целей (фиг.6) состоит из передатчика 1, приемника 2 и антенного узла 3. Передатчик 1 содержит: ФКУ 4 - формирователь кода управления, СЧ 5 - синтезатор частот, ИМ 6 - импульсный модулятор, ДЧ 7, 8, 9 - делители частоты, И 10 - схему совпадения. Приемник 2 содержит: ПЧ 11 - преобразователь частоты, МП 12 - мультиплексор, ФДЧ 13 - фильтры доплеровских частот, УО 14 - узел обработки, СН 15 - согласованная нагрузка. Антенный узел 3 содержит: Ц 16 - циркулятор, А 17 - антенну.

Для обоснования получения заявляемого технического результата предлагаемым способом необходимо определить общую функцию рассогласования по фазе (ОФР), которая пропорциональна значению корреляции сигналов доплеровской частоты. Значения корреляции сигналов доплеровской частоты тем больше, чем ближе подвижная цель к заданной дальности.

Далее в описании термином «разница фаз» обозначается разница фаз, обусловленная задержкой распространения, а термином «сдвиг фазы» обозначается аппаратный сдвиг фазы.

Пусть заданы несущие частоты радиоимпульсов ω₀, ω₁, ω₂,…,ω_N. Информация о дальности до подвижной цели заключена в разнице фаз Θ₁, Θ₂,…,Θ_N доплеровских сигналах S₁, S₂,…,S_N соответствующих несущим частотам ω₁, ω₂,…, ω_N относительно доплеровского сигнала S₀, соответствующего опорной несущей частоте ω₀. Разница фаз определяются в соответствии с (см. Методы и устройства селекции движущихся целей, с.39)

где R - дальность до подвижной цели;

Δω_n - разница соответствующих несущих частот.

Представляя S_n синусоидальным колебанием частотой ω_Д и амплитудой A₀, определим функцию рассогласования по фазе χ_n(ΔΘ) для сигналов S₀ и S_n, пропорциональную значению свертки сигналов S₀ и S_n, как

где Θ_n - разница фаз сигналов S₀ и S_n;

Θ'_n - аппаратный сдвиг фазы S_n относительно S₀;

ΔΘ_n - рассогласование по фазе, равное

где R, R'- фактическая дальность до подвижной цели и дальность, на которую настроено устройство, соответственно.

Выполнив интегрирование (3), получим χ_n(ΔΘ) для сигналов S₀ и S_n

или с учетом (4)

Уравнения (5), (6) показывают, что функция рассогласования по фазе (по дальности) для сигналов S₀ и S_n имеет косинусоидальную зависимость с периодом обратно пропорциональным разнице соответствующих несущих частот.

Оптимальным является задание формы основного и побочных лепестков ОФР в виде функций

где Ψ^осн - основной лепесток ОФР;

- отрицательные побочные лепестки, удаленные от основного на нечетное число раз π, в соответствии с индексом k'=±1, ±3, ±5…;

- положительные побочные лепестки, удаленные от основного на четное число раз π, в соответствии с индексом k''=±2, ±4, ±6…;

G - коэффициент характеризует отношение периода повторения ОФР к ширине лепестка нулевому уровню, причем последнее равенство в (8), (9) имеет место при целом значении G.

На фиг.1 представлены основной и побочные лепестки ОФР для случая G=8.

ОФР определятся суммой основного и побочных лепестков т.е.

где индекс k=±1, ±2, ±3….

Уравнение (10) при малых значениях аргумента можно представить как

На фиг.2 представлена ОФР, построенная по (11), для случая G=8.

Далее, если принять G=2^N, где N - целое положительное число, то последовательно применяя тригонометрическую формулу двойного угла, можно выражение (11) представить как

Выражение (12) показывает, что с учетом (6) можно выразить ОФР по дальности как произведение функций рассогласования χ_n(ΔR), если Δω_n определить как (2^n-1·Δω). Отбрасывая множитель A₀ для нормирования ОФР, получим

где Δω - минимальное изменение несущей частоты.

На фиг.3 представлены диаграммы, поясняющие способ обработки доплеровских сигналов для случая G=4. На фиг.3а представлены доплеровские сигналы S₀, S₁, и S₂ движущейся цели, которые имеют разницу фаз относительно друг друга в зависимости от дальности до цели в соответствии с (2). На фиг.3б представлен результат перемножения S₀ на S₁ и S₀ на S₂ в соответствии с подынтегральным выражением формулы свертки (3), при этом аппаратного сдвига фазы не производилось. На фиг.3в представлен результат интегрирования перемноженных доплеровских сигналов в соответствии с (3), с периодом интегрирования, равным трем периодам доплеровской частоты. На фиг.3г представлен результат перемножения сигналов, полученных в результате предыдущих операций в соответствии с (13). Полученная зависимость значения корреляции сигналов доплеровской частоты от дальности пропорциональна (11) для случая G=4.

На фиг.4 и 5 представлены зависимости изменения несущей частоты зондирующих радиоимпульсов для реализации предлагаемого способа. В моменты времени

t₁, t₂, t₃, t₄,…, t_(N+1), t₁+T_П, t₂+T_П, t₃+T_П, t₄+T_П…,

где Т_П - период следования зондирующих пачек радиоимпульсов, формируются радиоимпульсы с несущей частотой (фиг.3)

или (фиг.4)

где ω₀ - опорная несущая частота, соответствующая первым радиоимпульсам в пачках;

Δω - минимальное изменение несущей частоты;

(2^N-1Δω) - максимальное изменение несущей частоты;

(N+1) - количество радиоимпульсов в пачке и соответственно количество используемых несущих частот в зондирующем сигнале.

ОФР (13) в пределах интервала однозначности (предназначенной дальности действия) имеет зависимость, сходную по форме с функцией sin(x)/x, имеющую наиболее узкую ширину основного лепестка по сравнению с другими автокорреляционными функциями финитных сигналов, чем и объясняется заявленный технический результат повышения точности селекции.

Ниже приводятся расчетные формулы для конкретных реализаций способа.

Интервал однозначности ОФР можно получить, подставляя в (2) значения разницы фаз 2π и минимальное изменение несущей частоты Δω, т.е.

Разрешаемое расстояние ОФР по дальности по нулевому уровню можно получить, подставляя в (2) значения разницы фаз π и максимальное изменение несущей частоты (2^N-1Δω), т.е.

Коэффициент, характеризующий отношение периода повторения ОФР к ширине лепестка нулевому уровню, можно получить, взяв отношение R_ОДН и ΔR, т.е.

Для описания работы устройства воспользуемся математическим аппаратом, взятым из книги Денисенко А.Н. Сигналы. Теоретическая радиотехника. Справочное пособие. - М.: Горячая линия - Телеком, 2005.

СЧ 5 формирует на первом выгоде сигнал с опорной частотой ω₀, подающийся на вход ДЧ 7. С выхода ДЧ 7 подается сигнал U на ФКУ 4, который задает управляющий сигнал для плавной перестройки частоты, и на вход ДЧ 8 (фиг.7а). ДЧ 8 формирует сигнал U_И, задающий период следования и длительность зондирующих импульсов (фиг.7б), который может быть представлен как

где rect(·) функция прямоугольного импульса, равная

n - индекс, определяющий номер импульса;

Т_И - период следования импульсов;

τ - длительность импульсов.

Выход ДЧ 8 соединен с ФКУ 4 и И 10. Выход ДЧ 8 также соединен с ДЧ 9, формирующего сигнал U_П, который задает период следования и длительность пачек зондирующих импульсов (фиг.7в) и может быть представлен как

где m - номер импульса, формирующего пачку;

Т_П - период следования импульсов, формирующих пачки;

(N+1)·T_И - длительность импульса, формирующего пачку.

Выход ДЧ 9 соединен с ФКУ 4 и И 10. И 10 формирует сигнал U_Упр (фиг.7г), являющийся сигналом управления для ИМ 6 и МП 12, который может быть представлен как

ФКУ 4 управляет СЧ 5 для формирования на втором выходе непрерывного сигнала с плавно перестраиваемой частотой (фиг.7д), подающегося на ИМ 6 и на второй вход ПЧ 11, являющийся входом сигнала гетеродина.

ФКУ формирует сигнал управления, который представляет собой зависимость изменения частоты (фиг.7д) в двоичном коде и формируется по следующему алгоритму: если U_П=1 и U_И=0, то по фронту сигнала U значение управляющего кода увеличивается; если U_П=1 и U_И=1, то значение управляющего кода не изменяется; если U_П=0, то по фронту сигнала U значение управляющего кода уменьшается.

Для описания закона изменения частоты определим функцию единичного скачка

Закон изменения несущей частоты в зондирующих радиоимпульсах может быть представлен как

где знак «+» используется для описания варианта, представленного на фиг.4, знак «-» - для варианта, представленного на фиг.5.

Для описания закона плавно перестраиваемой частоты моменты между импульсами в пачке и между пачками импульсов представим сигнал U'_Упр, являющегося инвертированным по отношению к U_Упр.

где U₁(m, n, t), U₂(m, t) - управляющие сигналы в моменты между импульсами в пачке и между пачками импульсов соответственно, определяемые

тогда закон плавно перестраиваемой частоты можно представить

где ω₁(m, n, t), ω₂ (m, t) - закон плавно перестраиваемой частоты в моменты между импульсами в пачке и между пачками импульсов соответственно, определяемые

где знак «+» используется для реализации варианта, представленного на фиг.3, знак «-» - для реализации варианта, представленного на фиг.4.

Таким образом, закон изменения частоты (фиг.7д) на втором выходе СЧ 5 можно представить как

ИМ 6 формирует зондирующий радиоимпульс, который посредством Ц 16 и А 17 излучается в пространство. Далее принятый А 17 и ответвленный Ц 16 сигнал подаются на первый сигнальный вход ПЧ 11. Антенный узел может содержать раздельные передающую и приемную антенны, соответственно соединенные с ИМ 6 и ПЧ 11. Выход ПЧ 11 соединен с МП 12. И 10 управляет МП 12 для выделения сигналов доплеровской частоты соответствующих несущих частот. Сигналы доплеровской частоты поступают на ФДЧ 13, представляющие собой параллельные однотипные полосовые фильтры, ограничивающие диапазон возможных частот сигналов доплеровской частоты и усиливающие их. Во время пауз между импульсами и пачками импульсов МП 12 соединяет выход ПЧ 11 с СН 15, входное сопротивление которого равно входному сопротивлению ФДЧ 13. С выхода ФДЧ 13 сигналы доплеровской частоты поступают на УО 14, который в соответствии с предлагаемым способом вычисляет значение корреляции сигналов доплеровской частоты, сравнение которого с пороговым уровнем позволяет сделать вывод о наличии цели на заданной дальности.

Изобретение относится к области систем извлечения информации из зондирующих и отраженных от цели сигналов и может быть использовано для построения систем охраны, локации и навигации. Достигаемым техническим результатом изобретения является повышение точности селекции по дальности, минимизации количества используемых частот зондирующего сигнала при сохранении однозначности в пределах предназначенной дальности действия. Указанный результат достигается за счет того, что формируют специальный зондирующий сигнал и анализируют уровень корреляции сигналов доплеровской частоты. В устройстве разрыв фазы устраняется за счет плавной перестройки частоты, что сокращает рабочую полосу частот устройства и сохраняет когерентность зондирующего и отраженного сигналов, и работы преобразователя частоты на согласованную нагрузку во время пауз между импульсами, что уменьшает время и интенсивность переходных процессов и позволяет более точно выделить сигналы доплеровской частоты. 2 н.п. ф-лы, 7 ил.

1. Способ радиолокационного обнаружения подвижных целей с фазовой селекцией по дальности, заключающийся в том, что формируют зондирующие радиоимпульсы с различными несущими частотами, после излучения и приема радиоимпульсов осуществляют преобразование частоты путем перемножения зондирующих и принятых радиоимпульсов с одновременным мультиплексированием для выделения сигналов доплеровской частоты соответствующих несущих частот, затем определяют частоту и разницу фаз сигналов доплеровской частоты, получая информацию о радиальной скорости и дальности до цели, отличающийся тем, что формируют зондирующие периодические пачки радиоимпульсов, несущая частота которых относительно опорного значения несущей частоты первого радиоимпульса пачки изменяется на значение, которое с каждым последующим импульсом пачки удваивается, далее для обнаружения подвижной цели на заданной дальности после преобразования и мультиплексирования сигналов осуществляют операции свертки сигнала доплеровской частоты, соответствующего опорной несущей частоте с другими сигналами доплеровской частоты, сдвинутыми по фазе в соответствии с заданной дальностью, затем перемножают результаты выполнения сверток сигналов, получая значение корреляции сигналов доплеровской частоты, сравнение которого с пороговым уровнем позволяет сделать вывод о наличии цели на заданной дальности.

2. Устройство для радиолокационного обнаружения подвижных целей с фазовой селекцией по дальности, содержащее в передатчике синтезатор частот, импульсный модулятор и последовательно соединенные первый и второй делители частоты, выходы которых соединены со схемой совпадения, выход схемы совпадения соединен со вторым входом импульсного модулятора, в приемнике последовательно соединенные преобразователь частоты, мультиплексор, фильтры доплеровских частот, представляющие собой параллельные полосовые фильтры, в антенном узле последовательно соединенные циркулятор и антенну, причем вход циркулятора соединен с выходом импульсного модулятора, выход циркулятора соединен с первым входом преобразователя частоты, второй выход синтезатора частот соединен с первым входом импульсного модулятора и со вторым входом преобразователя частоты, выход схемы совпадения соединен с входом управления мультиплексора, отличающееся тем, что дополнительно введены: в передатчик - третий делитель частоты и формирователь кода управления, соединенный с синтезатором частоты, на первом выходе которого формируется непрерывный сигнал с опорной частотой, а на втором - непрерывный сигнал с плавно перестраиваемой частотой, в приемник - согласованная нагрузка и узел обработки, причем первый выход синтезатора частот соединен с входом третьего делителя частоты, выход которого соединен с входом первого делителя частоты, выходы делителей частоты соединены с входами формирователя кода управления, при этом первый делитель формирует сигнал, задающий период следования и длительность зондирующих импульсов, второй делитель формирует сигнал, задающий период следования и длительность пачек зондирующих импульсов, третий делитель задает управляющий сигнал для плавной перестройки частоты, один из выходов мультиплексора соединен с согласованной нагрузкой, входное сопротивление которой равно входному сопротивлению фильтров доплеровских частот, выходы фильтров доплеровских частот соединены с узлом обработки, предназначенным для вычисления значения корреляции сигналов доплеровской частоты, сравнения полученного значения с пороговым уровнем и получения вывода о наличии цели на заданной дальности.