СПОСОБ ПОЛЯРИЗАЦИОННО-ЧУВСТВИТЕЛЬНОГО РАДИОКОНТРОЛЯ ПОДВИЖНЫХ ОБЪЕКТОВ Российский патент 2015 года по МПК G01S5/02 

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в системах контроля воздушного, наземного и морского пространства с использованием прямых и рассеянных подвижными объектами радиосигналов, излучаемых множеством неконтролируемых и контролируемых передатчиков радиоэлектронных систем различного назначения.

Технология скрытного обнаружения и слежения за объектами, использующая естественный радиоподсвет целей, создаваемый на множестве частот радиоизлучениями передатчиков различного назначения: широковещательные (УКВ FM-радиовещание, ДМВ цифровое телевидение), информационные (связь) и измерительные (управление, навигация), пока еще не получила достаточного распространения, несмотря на то, что может существенно повысить эффективность обнаружения, пространственной локализации и идентификации широкого класса подвижных объектов.

Принятый радиосигнал, как правило, включает мощные прямые радиосигналы и рассеянные от земной инфраструктуры компоненты сигнала выбранного передатчика радиоподсвета целей. Кроме того, он содержит задержанные по времени и сдвинутые на частоту доплеровского смещения рассеянные объектами сигналы, а также сигналы других неконтролируемых источников, работающих на частоте, совпадающей с частотой приема. Для эффективного обнаружения и точной пространственной локализации широкого класса объектов (автомобили, корабли, самолеты и беспилотные летательные аппараты, вертолеты, ракеты, спускаемые аппараты) необходимо качественное выделение слабых рассеянных от объектов радиосигналов на фоне мощного прямого сигнала выбранного передатчика радиоподсвета, а также на фоне сигналов других нежелательных источников. В наиболее типичных ситуациях уровень помех на 40-60 дБ превышает уровень рассеянных сигналов.

Системы скрытной радиолокации включают канал приема прямого сигнала передатчика подсвета и разведывательный канал.

Традиционно в системах скрытной радиолокации частичное подавление помехи в виде прямого сигнала передатчика подсвета осуществляется за счет минимизации боковых лепестков, формирования нуля в диаграмме направленности антенны или адаптивной пространственной фильтрации полезных сигналов в разведывательном канале.

Дополнительное подавление прямого сигнала может быть достигнуто за счет использования в разведывательном канале антенны с поляризацией, ортогональной к поляризации радиосигнала передатчика подсвета.

Однако лучшие характеристики систем скрытной радиолокации могут быть достигнуты при использовании двух разведывательных каналов с ортогональными поляризациями. Это обусловлено тем, что рассеянный целью сигнал, как правило, имеет случайную поляризацию. Как следствие, некогерентное суммирование изображений в координатах «временная задержка (дальность) - доплеровская частота (скорость)», формируемых с использованием радиосигналов двух ортогональных поляризаций, обеспечивает увеличение среднего отношения сигнал/шум по сравнению с использованием единственной фиксированной поляризации. Кроме того, это повышает устойчивость процедуры обнаружения к канальным и межканальным помехам, как правило, имеющим отличную от полезного сигнала поляризацию.

Известен способ поляризационно-чувствительного радиоконтроля подвижных объектов [1], включающий прием рассеянных подвижными объектами радиосигналов неизвестной поляризации малобазовой антенной решеткой, состоящей из ортогонально расположенных антенн с совмещенными фазовыми центрами, формирование ансамбля радиосигналов, зависящего от времени и номера антенны, синхронное преобразование ансамбля принятых радиосигналов в цифровые сигналы, преобразование цифровых сигналов пар противоположных антенн в комплексные квадратурные составляющие дипольного и квадрупольного выходных сигналов, определение наличия рассеянных подвижными объектами радиосигналов и направлений их прихода по сигналам квадратурных составляющих дипольного и квадрупольного выходных сигналов.

Данный способ обеспечивает повышенную устойчивость обнаружения и пространственной локализации к поляризационным ошибкам. Однако этот способ относится к классу способов малобазового пеленгования, что является принципиальным ограничением на пути достижения потенциально возможных точностей пространственной локализации подвижных объектов.

Известен способ поляризационно-чувствительного радиоконтроля подвижных объектов [2], свободный от этих недостатков и принятый за прототип. Согласно этому способу:

используют прямые и рассеянные подвижными объектами радиосигналы, излучаемые широкополосными передатчиками радиоэлектронных систем различного назначения;

принимают решеткой из N антенн компоненты горизонтальной и вертикальной поляризации векторного многолучевого электромагнитного поля прямого и рассеянных радиосигналов;

синхронно преобразуют ансамбль принятых антеннами радиосигналов в цифровые сигналы;

цифровые сигналы преобразуют в двухкомпонентные прямые $$\tilde{s}=\left[\begin{array}{c}{\tilde{s}}^h\\ {\tilde{s}}^v\end{array}\right]$$ и рассеянные $$s=\left[\begin{array}{c}{s}^h\\ s^v\end{array}\right]$$ сигналы для выбранных азимутально-угломестных направлений приема, где h и v - индексы компонент горизонтальной и вертикальной поляризации, которые совместно со значением азимутально-угломестного направления приема запоминают;

вычисляют и сравнивают энергию компонент $${\Vert {\tilde{s}}^h\Vert }^2$$ и $${\Vert {\tilde{s}}^v\Vert }^2$$ прямого сигнала;

выбирают компоненту прямого сигнала с максимальной энергией $${\tilde{s}}_{max}^{h,v}$$ ;

преобразуют компоненту прямого сигнала с максимальной энергией $${\tilde{s}}_{max}^{h,v}$$ в матричный сигнал комплексной фазирующей функции A, включающий гипотетические сигналы, рассеиваемые каждым потенциальным объектом;

для каждого выбранного азимутально-угломестного направления приема преобразуют рассеянный сигнал s в сигналы компонент комплексного частотно-временного изображения h^h=(A^HA)^-1A^Hs^h и h^v=(A^HA)^-1A^Hs^v, где A^H - матрица, эрмитово сопряженная с A;

после чего по локальным максимумам суммы квадратов модулей элементов компонент комплексного частотно-временного изображения $${\left|h_z^h\right|}^2+{\left|h_z^v\right|}^2$$ , где $$h_z^h$$ и $$h_z^v$$ - z-е элементы сигналов компонент h^h и h^v, определяют число рассеянных радиосигналов, по параметрам которых - значениям временной задержки, доплеровского сдвига и азимутально-угломестного направления приема - выполняют обнаружение и пространственную локализацию подвижных объектов.

Способ-прототип реализует достаточно эффективное обнаружение и пространственную локализацию подвижных объектов в условиях неизвестной поляризации рассеянных объектами сигналов.

Однако способ-прототип при формировании сигналов компонент горизонтальной и вертикальной поляризации комплексного частотно-временного изображения использует операции, основанные на формировании классической двумерной взаимной корреляционной функции, которая кроме основного лепестка содержит высокие боковые лепестки, маскирующие сигналы далеких и слаборассеивающих объектов.

Таким образом, недостатком способа-прототипа является низкая вероятность радиоконтоля далеких и слаборассеивающих объектов.

Техническим результатом изобретения является повышение вероятности обнаружения и правильной пространственной локализации далеких и слаборассеивающих объектов.

Повышение вероятности обнаружения и правильной пространственной локализации достигается за счет применения новых операций адаптивной обработки с обратной связью по полезному радиосигналу, обеспечивающих повышение чувствительности и динамического диапазона при формировании компонент горизонтальной и вертикальной поляризации двухкомпонентного комплексного частотно-временного изображения радиосигналов, рассеянных объектами в анализируемой области доплеровских частот и временных задержек.

Технический результат достигается тем, что в способе поляризационно-чувствительного радиоконтроля подвижных объектов, заключающемся в том, что используют прямые и рассеянные подвижными объектами радиосигналы, излучаемые широкополосными передатчиками радиоэлектронных систем различного назначения, принимают решеткой из N антенн компоненты горизонтальной и вертикальной поляризации векторного многолучевого электромагнитного поля прямого и рассеянных радиосигналов, синхронно преобразуют ансамбль принятых антеннами радиосигналов в цифровые сигналы, цифровые сигналы преобразуют в двухкомпонентные прямые $$\tilde{s}=\left[\begin{array}{c}{\tilde{s}}^h\\ {\tilde{s}}^v\end{array}\right]$$ и рассеянные $$s=\left[\begin{array}{c}{s}^h\\ s^v\end{array}\right]$$ сигналы для выбранных азимутально-угломестных направлений приема, где h и v - индексы компонент горизонтальной и вертикальной поляризации, которые совместно со значением азимутально-угломестного направления приема запоминают, вычисляют и сравнивают энергию компонент $${\Vert {\tilde{s}}^h\Vert }^2$$ и $${\Vert {\tilde{s}}^v\Vert }^2$$ прямого сигнала, выбирают компоненту прямого сигнала с максимальной энергией $${\tilde{s}}_{max}^{h,v}$$ , преобразуют компоненту прямого сигнала с максимальной энергией $${\tilde{s}}_{max}^{h,v}$$ в матричный сигнал комплексной фазирующей функции A, включающий гипотетические сигналы, рассеиваемые каждым потенциальным объектом, согласно изобретению из матричного сигнала комплексной фазирующей функции A формируют блочный матричный сигнал фазирующей функции $$\tilde{A}=\left[\begin{array}{cc}A& 0\\ 0& A\end{array}\right]$$ , блочный матричный сигнал фазирующей функции $$\tilde{A}$$ запоминают, для каждого выбранного азимутально-угломестного направления приема преобразуют рассеянный сигнал s в двухкомпонентный сигнал комплексного частотно-временного изображения $$h^{\left(0\right)}={\left({\tilde{A}}^H\tilde{A}\right)}^{-1}{\tilde{A}}^{H}s$$ , где $$h^{\left(0\right)}=\left[\begin{array}{c}{h}^{\left(0\right)h}\\ h^{\left(0\right)v}\end{array}\right]$$ , $${\tilde{A}}^H$$ - матрица, эрмитово сопряженная с $$\tilde{A}$$ , двухкомпонентный сигнал h⁽⁰⁾ запоминают и используют в качестве начального приближения, а также итерационно формируют зависящий от предыдущего решения вспомогательный матричный сигнал $$\Lambda \left(h^{\left(k-1\right)}\right)=diag\left\{{\left({\left|h_z^{{}^{\left(k-1\right),h}}\right|}^2+{\left|h_z^{{}^{\left(k-1\right),v}}\right|}^2\right)}^{-1/2}/2\right\}$$ , $$h_z^{{}^{\left(k-1\right),h}}$$ и $$h_z^{{}^{\left(k-1\right),v}}$$ и - z-е элементы компонент h^(k-1),h и h^(k-1),v сигнала h^(k-1), k=1, 2, … - номер итерации, блочный вспомогательный матричный сигнал $$\tilde{\Lambda }\left(h^{\left(k-1\right)}\right)=\left[\begin{array}{cc}\Lambda \left(h^{\left(k-1\right)}\right)& 0\\ 0& \Lambda \left(h^{\left(k-1\right)}\right)\end{array}\right]$$ и двухкомпонентный сигнал очередного приближения комплексного частотно-временного изображения $$h^{\left(k\right)}={\left[{\tilde{A}}^H\tilde{A}+\lambda \tilde{\Lambda }\left(h^{\left(k-1\right)}\right)\right]}^{-1}{\tilde{A}}^{H}s$$ , где λ - множитель Лагранжа, до тех пор, пока энергия разности текущего и запомненного предыдущего частотно-временных изображений не достигнет заданного малого значения $$\left[{\Vert h^{\left(k\right),h}-h^{\left(k-1\right),h}\Vert }^2+{\Vert h^{\left(k\right),v}-h^{\left(k-1\right),v}\Vert }^2\right]\le \delta$$ , после чего по локальным максимумам суммы квадратов модулей элементов компонент текущего частотно-временного изображения $${\left|h_z^{{}^{\left(k\right),h}}\right|}^2+{\left|h_z^{{}^{\left(k\right),v}}\right|}^2$$ определяют число рассеянных радиосигналов, по параметрам которых - значениям временной задержки, доплеровского сдвига и азимутально-угломестного направления приема - выполняют обнаружение и пространственную локализацию подвижных объектов.

Операции способа поясняются чертежами:

фиг.1 - структурная схема устройства поляризационно-чувствительного радиоконтроля подвижных объектов.

фиг.2 - результаты моделирования процесса поляризационно-чувствительного обнаружения и частотно-временной локализации подвижных объектов предложенным способом.

фиг.3 - результаты моделирования процесса поляризационно-чувствительного обнаружения и частотно-временной локализации подвижных объектов при использовании способа-прототипа.

Для оценки сравнительной эффективности предложенного способа выполнено моделирование на ПЭВМ.

При моделировании использовались полунатурные данные, построенные на основе измеренного с частотой дискретизации 318785 Гц сигнала звукового сопровождения 49 канала аналогового телевидения. Длина последовательности анализируемого сигнала равнялась 65536 отсчетам.

Измеренный сигнал использовался в качестве прямого сигнала. Он же с добавкой белого шума с уровнем минус 30 дБ и уменьшенных по амплитуде, задержанных по времени и сдвинутых по Доплеру копий измеренного сигнала использовался в качестве разведываемого сигнала. Рассматриваемый сценарий включал прямой сигнал передатчика подсвета и сигналы, рассеиваемые шестью объектами. Первые два объекта стационарные, а остальные подвижные. Уровни сигналов стационарных объектов на 20 дБ ниже уровня прямого сигнала, а уровни сигналов остальных объектов в среднем ниже на 60 дБ.

Размеры координатной сетки задержка-доплеровский сдвиг выбирались равными 101×101, шаг по задержке 3.1369 мкс, по доплеровскому сдвигу 4.8643 Гц.

На фиг.2 и фиг.3 представлены частотно-временные изображения рассеянных объектами радиосигналов, сформированные предложенным способом и способом-прототипом соответственно.

Из сравнения этих изображений следует, что предложенный способ обеспечивает обнаружение и частотно-временную локализацию сигналов от всех шести объектов. В тоже время способ-прототип обеспечивает обнаружение только слившихся сигналов от первого и второго объектов.

Устройство (фиг.1), в котором реализуется предложенный способ, содержит последовательно соединенные систему приема и предварительной обработки 1 и вычислительную систему 2.

В свою очередь система приема и предварительной обработки 1 включает антенную решетку 1-1, тракт приема прямых и рассеянных сигналов, включающий преобразователь частоты 1-2, АЦП 1-3 и устройство адаптивной пространственной фильтрации 1-4.

При этом система 2 имеет выход, предназначенный для подключения к внешним системам.

Система 1 является аналогово-цифровым устройством и предназначена для адаптивной пространственной фильтрации полезных прямых и рассеянных объектами радиосигналов.

Антенная решетка 1-1 состоит из N антенн с номерами $$n=\overline{1,N}$$ . Каждая антенна обеспечивает одновременный ненаправленный или направленный прием двух скалярных полей - ортогональных составляющих поляризованной волны в точке приема, и имеет два отдельных выхода для радиосигналов горизонтальной (h) и вертикальной (v) поляризаций.

Пространственная конфигурация антенной решетки может быть произвольной: плоской прямоугольной, плоской кольцевой или объемной, в частности конформной.

Преобразователь частоты 1-2 является 2N-канальным, выполнен с общим гетеродином и с полосой пропускания каждого канала, изменяемой в соответствии с шириной спектра принимаемого радиосигнала. Общий гетеродин обеспечивает многоканальный когерентный прием сигналов.

АЦП 1-3 также является 2N-канальным и синхронизирован сигналом одного опорного генератора (для упрощения опорный генератор на схеме не показан). Если разрядность и быстродействие АЦП достаточны для непосредственного аналого-цифрового преобразования входных сигналов, то вместо преобразователя частоты 1-2 могут использоваться частотно избирательные полосовые фильтры и усилители. Кроме этого, преобразователь частоты 1-2 обеспечивает подключение одной из антенн вместо всех антенн решетки для периодической калибровки приемных каналов по внешнему источнику сигнала. Возможна калибровка с использованием внутреннего генератора, выход которого также подключается вместо всех антенн для периодической калибровки каналов (для упрощения внутренний генератор на схеме не показан).

Устройство адаптивной пространственной фильтрации 1-4 представляет собой вычислительное устройство.

Вычислительная система 2 предназначена для итерационного формирования двухкомпонентного сигнала комплексного частотно-временного изображения радиосигналов, рассеянных объектами в анализируемой области доплеровских частот и временных задержек, а также обнаружения и пространственной локализации подвижных объектов.

Устройство работает следующим образом.

В системе 2 на основе данных от внешних систем идентифицируется, выбирается и периодически обновляется совокупность передатчиков, излучающих радиосигналы с расширенным спектром.

Параметры выбранного множества передатчиков (номер, несущая частота, ширина спектра, форма, параметры синхронизации и мощность излучаемого сигнала, координаты или расстояние и угловое положение относительно точки приема) запоминаются в системе 2, а также используются для настройки преобразователя 1-2. С целью упрощения цепи управления преобразователем не показаны.

Преобразователь частоты 1-2 по сигналам системы 2 перестраивается на заданную частоту приема.

Принятое каждой антенной с номером n решетки 1-1 векторное многолучевое электромагнитное поле прямого и рассеянных радиосигналов в виде зависящих от времени t радиосигналов горизонтальной $$x_n^h\left(t\right)$$ и вертикальной $$x_n^v\left(t\right)$$ поляризаций поступает на входы преобразователя частоты 1-2.

В преобразователе частоты 1-2 каждый принятый радиосигнал $$x_n^h\left(t\right)$$ и $$x_n^v\left(t\right)$$ фильтруется по частоте и переносится на более низкую частоту.

Сформированный в преобразователе 1-2 ансамбль радиосигналов $$x_n^h\left(t\right)$$ и $$x_n^v\left(t\right)$$ синхронно преобразуется с помощью АЦП 1-3 в цифровые сигналы $$x_1^h\left(i\right)$$ ,…, $$x_N^h\left(i\right)$$ и $$x_1^v\left(i\right)$$ ,…, $$x_N^v\left(i\right)$$ , где i - номер временного отсчета сигнала, которые поступают в устройство 1-4, где запоминаются.

В устройстве 1-4 цифровые сигналы преобразуются в двухкомпонентный прямой сигнал $$\tilde{s}=\left[\begin{array}{c}{\tilde{s}}^h\\ {\tilde{s}}^v\end{array}\right]$$ и двухкомпонентные рассеянные сигналы $$s=\left[\begin{array}{c}{s}^h\\ s^v\end{array}\right]$$ для выбранных азимутально-угломестных направлений приема, где h и v - индексы компонент горизонтальной и вертикальной поляризации.

Преобразование цифровых сигналов в двухкомпонентный прямой сигнал $$\tilde{s}$$ и двухкомпонентные рассеянные сигналы s для выбранных азимутально-угломестных направлений приема осуществляется известными способами адаптивной пространственной фильтрации [3].

При этом, например, из цифровых сигналов горизонтальной поляризаций $$x_1^h\left(i\right)$$ ,…, $$x_N^h\left(i\right)$$ формируется сигнал пространственной корреляционной матрицы входных сигналов R. Сигнал корреляционной матрицы R преобразуется в сигнал оптимального весового вектора для формирования прямого w=R^-1η сигналов, где η - вектор наведения, определяемый азимутально-угломестным направлением приема прямого радиосигнала, длиной волны (частотой f_k) и геометрией решетки.

После этого цифровые сигналы $$x_1^h\left(i\right)$$ ,…, $$x_N^h\left(i\right)$$ объединяются в матричный цифровой сигнал X, преобразованием которого формируется сигнал s^h=w^HX, являющийся векторным сигналом компоненты горизонтальной поляризации прямого сигнала $${\tilde{s}}^h={\left\{s^h\left(1\right),\dots ,s^h\left(i\right),\dots ,s^h\left(I\right)\right\}}^T$$ , где $${\left\{\right\}}^T$$ - означает транспонирование, I - число временных отсчетов сигнала, принятого в выбранном азимутально-угломестном направлении.

Аналогично осуществляется формирование компоненты вертикальной поляризации прямого сигнала $${\tilde{s}}^v$$ , а также компонент s^h и s^v рассеянных сигналов для выбранных азимутально-угломестных направлений приема.

Физически описанные операции адаптивной пространственной фильтрации обеспечивают одновременный направленный прием с заданных направлений двух компонент полезного прямого сигнала выбранного передатчика подсвета и двух компонент полезного рассеянного сигнала с одновременным подавлением широкого класса помех, приходящих с других направлений.

Полученные двухкомпонентные сигналы совместно со значением азимутально-угломестного направления приема поступают в вычислительную систему 2, где запоминаются.

В вычислительной системе 2 выполняются следующие действия:

- вычисляется и сравнивается энергия компонент $${\Vert {\tilde{s}}^h\Vert }^2$$ и $${\Vert {\tilde{s}}^v\Vert }^2$$ прямого сигнала;

- выбирается компонента прямого сигнала с максимальной энергией $${\tilde{s}}_{max}^{h,v}$$ ;

- преобразуется компонента прямого сигнала с максимальной энергией $${\tilde{s}}_{max}^{h,v}$$ в матричный сигнал комплексной фазирующей функции A, включающий гипотетические сигналы, рассеиваемые каждым потенциальным объектом.

Преобразование компонент прямого сигнала с максимальной энергией $${\tilde{s}}_{max}^{h,v}$$ в матричный сигнал A осуществляется по следующей формуле: $$A=\left[D{\tilde{s}}_{max,0}^{h,v},\dots ,D{\tilde{s}}_{max,q}^{h,v},\dots ,D{\tilde{s}}_{max,Q-1}^{h,v}\right]$$ , где $${\tilde{s}}_{max,q}^{h,v}={\left[{\tilde{s}}_{max,\left(1-q\right)}^{h,v},\dots ,{\tilde{s}}_{max,\left(I-q\right)}^{h,v}\right]}^T$$ - векторы размером I×1, являющиеся сдвинутыми по времени на qT_s версиями прямого сигнала, $${\tilde{s}}_{max}^{h,v}$$ ,…, q=0,…,Q-1, Q - число временных задержек прямого сигнала, T_s - период выборки сигнала;

D=[D_-L,…,D_-l,…,D₀,…,D_+l,…,D_+L], $$D_l=\left[\begin{array}{cccc}1& 0& \dots & 0\\ 0& e^{j2\pi l/I}& & 0\\ \dots & \dots & \dots & \dots \\ 0& 0& & e^{j2\pi l(I-1)/I}\end{array}\right]$$

- матрицы доплеровских сдвигов, l=0,…,±L, L - размер координатной сетки по доплеровскому сдвигу. Размеры матриц D_l и D соответственно равны I×I и I×I(2L+1).

Таким образом, столбцы матрицы A представляют собой задержанные по времени и сдвинутые по частоте доплеровского сдвига версии прямого сигнала $${\tilde{s}}_{max}^{h,v}$$ , а размер этой матрицы I×Q(2L+1) определяется числом отсчетов в разведываемом сигнале (длительностью интервала наблюдения) и размерами координатной сетки по временному запаздыванию и доплеровскому сдвигу частоты;

- из матричного сигнала комплексной фазирующей функции A формируется блочный матричный сигнал фазирующей функции $$\tilde{A}=\left[\begin{array}{cc}A& 0\\ 0& A\end{array}\right]$$

- блочный матричный сигнал фазирующей функции $$\tilde{A}$$ запоминается.

После этого в вычислительной системе 2 для каждого выбранного азимутально-угломестного направления приема выполняются следующие действия:

- рассеянный сигнал s преобразуется в двухкомпонентный сигнал комплексного частотно-временного изображения $$h^{\left(0\right)}={\left({\tilde{A}}^H\tilde{A}\right)}^{-1}{\tilde{A}}^{H}s$$ , где $$h^{\left(0\right)}=\left[\begin{array}{c}{h}^{\left(0\right)h}\\ h^{\left(0\right)v}\end{array}\right]$$ , $${\tilde{A}}^H$$ - матрица, эрмитово сопряженная с $$\tilde{A}$$ ;

- двухкомпонентный сигнал h⁽⁰⁾ запоминается и используется в качестве начального приближения;

- итерационно формируются зависящий от предыдущего решения вспомогательный матричный сигнал $$\Lambda \left(h^{\left(k-1\right)}\right)=diag\left\{{\left({\left|h_z^{{}^{\left(k-1\right),h}}\right|}^2+{\left|h_z^{{}^{\left(k-1\right),v}}\right|}^2\right)}^{-1/2}/2\right\}$$ , где $$h_z^{{}^{\left(k-1\right),h}}$$ и $$h_z^{{}^{\left(k-1\right),v}}$$ и - z-е элементы компонент h^(k-1),h и h^(k-1),v сигнала h^(k-1), k=1, 2, … - номер итерации, блочный вспомогательный матричный сигнал $$\tilde{\Lambda }\left(h^{\left(k-1\right)}\right)=\left[\begin{array}{cc}\Lambda \left(h^{\left(k-1\right)}\right)& 0\\ 0& \Lambda \left(h^{\left(k-1\right)}\right)\end{array}\right]$$ и двухкомпонентный сигнал очередного приближения комплексного частотно-временного изображения $$h^{\left(k\right)}={\left[{\tilde{A}}^H\tilde{A}+\lambda \tilde{\Lambda }\left(h^{\left(k-1\right)}\right)\right]}^{-1}{\tilde{A}}^{H}s$$ , где λ - множитель Лагранжа, до тех пор, пока энергия разности текущего и запомненного предыдущего частотно-временных изображений не достигнет заданного малого значения $$\left[{\Vert h^{\left(k\right),h}-h^{\left(k-1\right),h}\Vert }^2+{\Vert h^{\left(k\right),v}-h^{\left(k-1\right),v}\Vert }^2\right]\le \delta$$ ;

- по локальным максимумам суммы квадратов модулей элементов компонент текущего частотно-временного изображения $${\left|h_z^{{}^{\left(k\right),h}}\right|}^2+{\left|h_z^{{}^{\left(k\right),v}}\right|}^2$$ определяется число рассеянных радиосигналов, по параметрам которых -значениям временной задержки, доплеровского сдвига и азимутально-угломестного направления приема - выполняется обнаружение и пространственная локализация подвижных объектов.

При этом выполняются следующие действия:

- сравниваются с порогом значения доплеровского сдвига каждого рассеянного сигнала и при превышении порога принимается решение об обнаружении подвижного объекта в анализируемом азимутально-угломестном направлении приема.

Порог выбирается исходя из минимизации вероятности пропуска объекта.

При определении географических координат обнаруженного подвижного объекта в вычислительной системе 2 выполняются следующие действия:

- по значению временной задержки сигнала τ определяется кажущаяся дальность до объекта D=τc , где c - скорость света;

- определяются пространственные координаты обнаруженного объекта по кажущейся дальности D и значениям азимута α и угла места β приема рассеянных сигналов, например, в соответствии с [4].

При этом для пары «устройство обнаружения - передатчик» строится эллипсоид равных кажущихся дальностей, соответствующих геометрическому месту точек в пространстве, сумма расстояний до которых (от передатчика до объекта и от объекта до устройства обнаружения) равна найденному значению кажущейся дальности D. По пересечению эллипсоида и значения направления (азимут и угол места) приема рассеянных сигналов определяются географические координаты обнаруженного объекта.

Результаты обнаружения и пространственной локализации воздушных объектов отображаются для повышения информативности.

Из приведенного описания следует, что устройство, реализующее предложенный способ, обеспечивает повышение вероятности обнаружения и правильной пространственной локализации далеких и слаборассеивающих объектов благодаря применению новых операций адаптивной обработки с обратной связью по полезному радиосигналу.

Таким образом, за счет применения новых операций адаптивной обработки с обратной связью по полезному радиосигналу, обеспечивающих повышение чувствительности и динамического диапазона при формировании компонент горизонтальной и вертикальной поляризации двухкомпонентного частотно-временного изображения радиосигналов, рассеянных объектами в анализируемой области доплеровских частот (скоростей) и временных задержек (дальностей), удается решить поставленную задачу с достижением указанного технического результата.

Источники информации

1. RU, патент, 2158002, кл. G01S 13/14, 2000 г.

2. US, патент, 7304603 B2, кл. G01S 13/02, 2007 г.

3. Ратынский М.В. Адаптация и сверхразрешение в антенных решетках. М.: Радио и связь. 2003 г.

4. RU, патент, 2444754 C15, кл. G01S 13/02, 2012 г.

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в системах контроля воздушного, наземного и морского пространства с использованием прямых и рассеянных подвижными объектами радиосигналов, излучаемых множеством неконтролируемых и контролируемых передатчиков радиоэлектронных систем различного назначения. Достигаемый технический результат изобретения - повышение вероятности обнаружения и правильной пространственной локализации далеких и слаборассеивающих объектов. Указанный результат достигается за счет применения новых операций адаптивной обработки с обратной связью по полезному радиосигналу, обеспечивающих повышение чувствительности и динамического диапазона при формировании компонент горизонтальной и вертикальной поляризации двухкомпонентного комплексного частотно-временного изображения радиосигналов, рассеянных объектами в анализируемой области доплеровских частот и временных задержек. 3 ил.

Способ поляризационно-чувствительного радиоконтроля подвижных объектов, заключающийся в том, что используют прямые и рассеянные подвижными объектами радиосигналы, излучаемые широкополосными передатчиками радиоэлектронных систем различного назначения, принимают решеткой из N антенн компоненты горизонтальной и вертикальной поляризации векторного многолучевого электромагнитного поля прямого и рассеянных радиосигналов, синхронно преобразуют ансамбль принятых антеннами радиосигналов в цифровые сигналы, цифровые сигналы преобразуют в двухкомпонентные прямой $$\tilde{s}=\left[\begin{array}{c}{\tilde{s}}^h\\ {\tilde{s}}^v\end{array}\right]$$ и рассеянные $$s=\left[\begin{array}{c}{s}^h\\ s^v\end{array}\right]$$ сигналы для выбранных азимутально-угломестных направлений приема, где h и v - индексы компонент горизонтальной и вертикальной поляризации, которые совместно со значением азимутально-угломестного направления приема запоминают, вычисляют и сравнивают энергию компонент $${\Vert {\tilde{s}}^h\Vert }^2$$ и $${\Vert {\tilde{s}}^v\Vert }^2$$ прямого сигнала, выбирают компоненту прямого сигнала с максимальной энергией $${\tilde{s}}_{max}^{h,v}$$ , преобразуют компоненту прямого сигнала с максимальной энергией $${\tilde{s}}_{max}^{h,v}$$ в матричный сигнал комплексной фазирующей функции A, включающий гипотетические сигналы, рассеиваемые каждым потенциальным объектом, отличающийся тем, что из матричного сигнала комплексной фазирующей функции A формируют блочный матричный сигнал фазирующей функции $$\tilde{A}=\left[\begin{array}{cc}A& 0\\ 0& A\end{array}\right]$$ , блочный матричный сигнал фазирующей функции $$\tilde{A}$$ запоминают, для каждого выбранного азимутально-угломестного направления приема преобразуют рассеянный сигнал s в двухкомпонентный сигнал комплексного частотно-временного изображения $$h^{\left(0\right)}={\left({\tilde{A}}^H\tilde{A}\right)}^{-1}{\tilde{A}}^{H}s$$ , где $$h^{\left(0\right)}=\left[\begin{array}{c}{h}^{\left(0\right)h}\\ h^{\left(0\right)v}\end{array}\right]$$ , $${\tilde{A}}^H$$ - матрица, эрмитово сопряженная с $$\tilde{A}$$ , двухкомпонентный сигнал $$h^{\left(0\right)}$$ запоминают и используют в качестве начального приближения, а также итерационно формируют зависящий от предыдущего решения вспомогательный матричный сигнал $$\Lambda \left(h^{\left(k-1\right)}\right)=diag\left\{{\left({\left|h_z^{{}^{\left(k-1\right)},h}\right|}^2+{\left|h_z^{{}^{\left(k-1\right)},v}\right|}^2\right)}^{-1/2}/2\right\}$$ , $$h_z^{{}^{\left(k-1\right),h}}$$ и $$h_z^{{}^{\left(k-1\right),v}}$$ - z-e элементы компонент $$h^{\left(k-1\right),h}$$ и $$h^{\left(k-1\right),v}$$ сигнала $$h^{\left(k-1\right)}$$ , k=1, 2, … - номер итерации, блочный вспомогательный матричный сигнал $$\tilde{\Lambda }\left(h^{\left(k-1\right)}\right)=\left[\begin{array}{cc}\Lambda \left(h^{\left(k-1\right)}\right)& 0\\ 0& \Lambda \left(h^{\left(k-1\right)}\right)\end{array}\right]$$ и двухкомпонентный сигнал очередного приближения комплексного частотно-временного изображения $$h^{\left(k\right)}={\left[{\tilde{A}}^H\tilde{A}+\lambda \tilde{\Lambda }\left(h^{\left(k-1\right)}\right)\right]}^{-1}{\tilde{A}}^{H}s$$ , где λ - множитель Лагранжа, до тех пор, пока энергия разности текущего и запомненного предыдущего частотно-временных изображений не достигнет заданного малого значения $$\left[{\Vert h^{\left(k\right),h}-h^{\left(k-1\right),h}\Vert }^2+{\Vert h^{\left(k\right),v}-h^{\left(k-1\right),v}\Vert }^2\right]\le \delta$$ , после чего по локальным максимумам суммы квадратов модулей элементов компонент текущего частотно-временного изображения $${\left|h_z^{{}^{\left(k\right),h}}\right|}^2+{\left|h_z^{{}^{\left(k\right),v}}\right|}^2$$ определяют число рассеянных радиосигналов, по параметрам которых - значениям временной задержки, доплеровского сдвига и азимутально-угломестного направления приема - выполняют обнаружение и пространственную локализацию подвижных объектов.