СПОСОБ СКРЫТНОЙ РАДИОЛОКАЦИИ ПОДВИЖНЫХ ОБЪЕКТОВ Российский патент 2015 года по МПК G01S13/02 

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в системах контроля наземного, морского и воздушного пространства с использованием прямых и рассеянных объектами радиосигналов, излучаемых множеством неконтролируемых и контролируемых передатчиков радиоэлектронных систем различного назначения.

Достижение высокой эффективности обнаружения, локализации и идентификации наземных, морских и воздушных объектов ограничивается существенной априорной неопределенностью размеров, ориентации в пространстве, отражающих свойств и параметров движения объектов, а также несовершенством известных способов обнаружения и слежения за подвижными объектами.

Технология скрытного обнаружения и слежения за подвижными объектами, использующая естественный радиоподсвет целей, создаваемый на множестве частот радиоизлучениями передатчиков различного назначения в диапазонах коротких, метровых, дециметровых и сантиметровых волн: широковещательные (коммерческое FM-радиовещание, телевидение высокой четкости), информационные (связь) и измерительные (управление, навигация), пока еще не получила достаточного распространения, несмотря на то, что может существенно повысить скрытность и эффективность обнаружения, пространственной локализации и идентификации широкого класса подвижных объектов.

Известен способ скрытной радиолокации подвижных объектов [1], заключающийся в том, что выбирают передатчик, излучающий радиосигнал с расширенным спектром, синхронно принимают решеткой из N антенн многолучевой радиосигнал, включающий прямой радиосигнал передатчика и рассеянные объектами радиосигналы этого передатчика, синхронно преобразуют ансамбль принятых антеннами радиосигналов в цифровые сигналы, из цифровых сигналов формируют прямой и сжатые рассеянные сигналы, сравнивают прямой и рассеянные сигналы и определяют временные задержки, доплеровские сдвиги и направления прихода рассеянных сигналов, по временным задержкам, доплеровским сдвигам и направлениям прихода выполняют обнаружение и пространственную локализацию воздушных объектов.

Данный способ не содержит операций подавления когерентной помехи в виде прямого радиосигнала передатчика и, как следствие, обеспечивает эффективное обнаружение только очень крупных близко расположенных объектов.

Более эффективным является способ скрытной радиолокации подвижных объектов [2], свободный от этого недостатка и выбранный в качестве прототипа. Согласно этому способу:

используют прямые и рассеянные подвижными объектами радиосигналы, излучаемые широкополосными передатчиками радиоэлектронных систем различного назначения;

принимают решеткой из N антенн сигналы многолучевого электромагнитного поля прямого и рассеянных радиосигналов;

синхронно преобразуют ансамбль принятых антеннами радиосигналов в цифровые сигналы;

цифровые сигналы преобразуют в прямой s и рассеянные s_l сигналы для выбранных азимутально-угломестных направлений приема l, которые совместно со значением азимутально-угломестного направления приема запоминают;

для каждого выбранного азимутально-угломестного направления приема формируют и запоминают зависящую от временного сдвига комплексную взаимно корреляционную функцию (ВКФ) между прямым s и s_l рассеянным сигналами;

определяют максимальное значение модуля комплексной ВКФ и фиксируют соответствующее этому максимуму значение комплексной ВКФ;

вычисляют разностный рассеянный цифровой сигнал;

формируют зависящую от временного и частотного сдвигов комплексную двумерную взаимно корреляционную функцию (ДВКФ) между разностным рассеянным цифровым сигналом и цифровым прямым сигналом;

по модулю комплексной ДВКФ определяют число сжатых рассеянных сигналов, а также значения задержки по времени и абсолютного доплеровского сдвига каждого сжатого рассеянного сигнала;

по значениям задержки и абсолютного доплеровского сдвига и азимутально-угломестного направления приема сжатых рассеянных сигналов обнаруживают и определяют пространственные координаты объекта.

Способ-прототип благодаря наличию операций адаптивной пространственной фильтрации и операций компенсации когерентной помехи в виде мощного прямого радиосигнала передатчика подсвета обеспечивает обнаружение более широкого класса объектов.

Однако данный способ-прототип содержит операции формирования классической двумерной взаимной корреляционной функции, которая, кроме основного лепестка, ограничивающего разрешающую способность и точность пространственной локализации целей, содержит высокие боковые лепестки, ограничивающие чувствительность обнаружения вследствие маскирования сигналов далеких и слабо рассеивающих целей.

Таким образом, недостатком способа-прототипа является низкая эффективность обнаружения и пространственной локализации широкого класса объектов.

Техническим результатом изобретения является повышение эффективности обнаружения и пространственной локализации широкого класса объектов.

Повышение эффективности обнаружения и пространственной локализации широкого класса объектов достигается за счет применения новых операций нелинейной итерационной обработки радиосигналов.

Технический результат достигается тем, что в способе скрытной радиолокации подвижных объектов, заключающемся в том, что используют прямые и рассеянные подвижными объектами радиосигналы, излучаемые широкополосными передатчиками радиоэлектронных систем различного назначения, принимают решеткой из N антенн сигналы многолучевого электромагнитного поля прямого и рассеянных радиосигналов, синхронно преобразуют ансамбль принятых антеннами радиосигналов в цифровые сигналы, цифровые сигналы преобразуют в прямой s и рассеянные s_l сигналы для выбранных азимутально-угломестных направлений приема l, которые совместно со значением азимутально-угломестного направления приема запоминают, согласно изобретению, для каждого ожидаемого доплеровского сдвига частоты ω преобразуют прямой сигнал s в матричный сигнал комплексной фазирующей функции A_ω, включающий гипотетические сигналы, рассеиваемые в ожидаемой области задержек каждым потенциальным подвижным и стационарным объектом, матричный сигнал A_ω запоминают, для каждого выбранного азимутально-угломестного направления приема и каждого ожидаемого значения доплеровского сдвига частоты преобразуют рассеянный сигнал s_l в сигнал элемента комплексного частотно-временного изображения $$h_{l\omega }^{(0)}={\left(A_{\omega }^H{A}_{\omega }\right)}^{-1}{A}_{\omega }^H{s}_l$$ , где $$A_{\omega }^H$$ - матрица, эрмитово сопряженная с A_ω, сигнал $$h_{l\omega }^{(0)}$$ запоминают и используют в качестве начального приближения, а также итерационно формируют зависящий от предыдущего решения вспомогательный матричный сигнал $$\Lambda \left(h_{l\omega }^{(k-1)}\right)\equiv diag\left\{{\left|h_{l\omega z}^{(k-1)}\right|}^{-1}/2\right\}$$ , где $$h_{l\omega z}^{(k-1)}$$ - z-я компонента вектора элемента изображения $$h_{l\omega }^{(k-1)}$$ , k=1, 2, … - номер итерации, и сигнал очередного приближения элемента комплексного частотно-временного изображения $$h_{l\omega }^{(k)}={\left[A_{\omega }^H{A}_{\omega }+\lambda \Lambda (h_{l\omega }^{(k-1)})\right]}^{-1}{A}_{\omega }^H{s}_l$$ , где λ - множитель Лагранжа, до тех пор, пока номер текущей итерации не превысит заданный порог, объединяют сформированные сигналы элементов изображения $$h_{l\omega }^{(k)}$$ в матричный сигнал результирующего комплексного частотно-временного изображения H_l, после чего по локальным максимумам квадрата модуля компонент матричного сигнала результирующего изображения $${\left|H_{l\omega q}\right|}^2$$ , где H_lωq - ωq-я компонента матрицы результирующего изображения H_l, определяют число рассеянных радиосигналов в выбранном азимутально-угломестном направлении, по параметрам которых - значениям временной задержки, доплеровского сдвига частоты каждого рассеянного радиосигнала и азимутально-угломестного направления приема рассеянных радиосигналов - выполняют обнаружение и пространственную локализацию подвижных объектов.

Операции способа поясняются чертежом.

Устройство, в котором реализуется предложенный способ, содержит последовательно соединенные систему приема и предварительной обработки 1, систему моделирования и выбора радиопередатчиков (РПД) 2, вычислительную систему 3 и блок управления и индикации 4.

В свою очередь система приема и предварительной обработки 1 включает антенную решетку 1-1, тракт поиска источников подсвета, включающий преобразователь частоты 1-2, АЦП 1-3 и устройство обнаружения 1-4, а также тракт приема прямых и рассеянных сигналов, включающий преобразователь частоты 1-7, АЦП 1-6 и устройство адаптивной пространственной фильтрации 1-5.

Вычислительная система 3 включает блок синтеза частотно-временного изображения 3-1, блок сравнения 3-2, устройство формирования вспомогательного и взвешивающего сигнала 3-3 и блок формирования сигнала фазирующей функции 3-4. При этом система 2 соединена с входом блока 4, а также имеет интерфейс для соединения с внешней базой РПД. Кроме того, блок 4 имеет выход, предназначенный для подключения к внешним системам.

Подсистема 1 является аналогово-цифровым устройством и предназначена для поиска передатчиков подсвета объектов, излучающих радиосигналы с расширенным спектром, а также для адаптивной пространственной фильтрации полезных прямых и рассеянных радиосигналов.

Антенная решетка 1-1 состоит из N антенн с номерами $$n=\overline{\mathrm{1,}N}$$ . Пространственная конфигурация антенной решетки должна обеспечивать прием с заданного азимутально-угломестного направления прихода радиосигналов и может быть произвольной пространственной конфигурации: плоской прямоугольной, плоской кольцевой или объемной, в частности, конформной.

Преобразователи частоты 1-2 и 1-7 являются N-канальными, выполнены с общим гетеродином и с полосой пропускания каждого канала, изменяемой в соответствии с шириной спектра принимаемого радиосигнала. Общий гетеродин обеспечивает многоканальный когерентный прием сигналов.

АЦП 1-3 и 1-6 также являются N-канальными и синхронизированы сигналом одного опорного генератора (для упрощения опорный генератор на схеме не показан). Если разрядность и быстродействие АЦП достаточны для непосредственного аналого-цифрового преобразования входных сигналов, как, например, в КВ диапазоне, то вместо преобразователей частоты 1-2 и 1-7 могут использоваться частотно избирательные полосовые фильтры и усилители. Кроме этого, преобразователи частоты 1-2 и 1-7 обеспечивают подключение одной из антенн вместо всех антенн решетки для периодической калибровки приемных каналов по внешнему источнику сигнала. Возможна калибровка с использованием внутреннего генератора, выход которого также подключается вместо всех антенн для периодической калибровки каналов. С целью упрощения внутренний генератор не показан.

Устройство обнаружения 1-4 и устройство адаптивной пространственной фильтрации 1-5 представляют собой вычислительные устройства.

Подсистема 2 является вычислительным устройством и предназначена для идентификации, отбора и периодического обновления передатчиков радиосигналов с расширенным спектром, используемых для подсвета заданной области воздушного пространства.

Вычислительная система 3 предназначена для формирования сигнала фазирующей функции (блок 3-4), формирования вспомогательного и взвешивающего сигнала (устройство 3-3), сравнения числа итераций с заданным порогом (блок 3-2) и синтеза частотно-временного изображения рассеянных объектами радиосигналов (блок 3-1).

Устройство работает следующим образом.

В системе 2 на основе данных внешней базы радиопередатчиков, а также данных об обнаруженных радиопередатчиках подсвета, поступающих от устройства 1-4, с использованием программных средств моделирования идентифицируется, выбирается и периодически обновляется совокупность передатчиков, излучающих радиосигналы с расширенным спектром. При моделировании оцениваются возможные зоны покрытия, вероятности обнаружения и достижимые точности локализации и идентификации воздушных объектов различного класса, которые могут быть обеспечены при различных вариантах размещения передатчиков относительно станции обнаружения-пеленгования.

Параметры выбранного множества передатчиков (номер, несущая частота, ширина спектра, форма, мощность излучаемого сигнала, координаты или расстояние и угловое положение относительно точки приема) запоминаются в подсистеме 2, поступают в блок 4, а также используются для настройки преобразователей 1-2 и 1-7. С целью упрощения цепи управления преобразователем не показаны.

По сигналам системы 2 преобразователь частоты 1-2 начинает перестраиваться с заданным темпом в заданном диапазоне частот поиска радиосигналов, например, в диапазоне 10-1000 МГц. При этом тракт поиска осуществляет поиск передатчиков подсвета, излучающих радиосигналы с расширенным спектром, на частотах дискретной сетки частот поиска. При этом принятый каждой антенной с номером n антенной решетки 1-1 зависящий от времени t радиосигнал s_n(t) фильтруется по частоте и переносится на более низкую частоту в преобразователе 1-2. Сформированные в преобразователе 1-2 радиосигналы s_n(t) преобразуются с помощью АЦП 1-3 в цифровые сигналы, которые поступают в устройство обнаружения 1-4, в котором на каждой частоте дискретной сетки частот поиска осуществляется обнаружение передатчиков подсвета. Функционирование устройства обнаружения 1-4 основано на широко известных способах радиоконтроля, например, [3].

Одновременно по сигналам системы 2 преобразователь частоты 1-7 перестраивается на заданную частоту приема. Тракт приема синхронно принимает на частоте приема многолучевые радиосигналы, включающие прямой радиосигнал выбранного передатчика с расширенным спектром и рассеянные объектами радиосигналы этого передатчика.

Принятый каждой антенной с номером n решетки 1-1 зависящий от времени t радиосигнал s_n(t) фильтруется по частоте и переносится на более низкую частоту в преобразователе 1-7.

Сформированные в преобразователе 1-7 радиосигналы s_n(t) синхронно преобразуются с помощью АЦП 1-6 в цифровые сигналы $$s_n={\left\{s_n(1),\dots ,s_n(i),\dots ,s_n(I)\right\}}^T$$ , где $$i=\overline{\mathrm{1,}I}$$ - номер временного отсчета сигнала, {}^T - означает транспонирование.

Цифровые сигналы отдельных антенн s_n поступают в устройство 1-5, где объединяются в матричный цифровой сигнал $$S={\left\{s_1,\dots ,s_n,\dots ,s_N\right\}}^T$$ и запоминаются. Матричный сигнал S имеет размерность N×I.

Кроме того, в устройстве 1-5 выполняются следующие действия:

- из матричного цифрового сигнала S формируется сигнал пространственной корреляционной матрицы R размером N×N;

- сигнал корреляционной матрицы R преобразуется в сигналы оптимальных весовых векторов для формирования прямого $$w=R^{-1}v$$ и рассеянных $$w_l=R^{-1}{v}_l$$ радиосигналов размером N×1, где v - вектор наведения размером N×1, определяемый азимутально-угломестным направлением приема радиосигнала, длиной волны (частотой) и геометрией решетки, l - азимутально-угломестное направление приема рассеянного радиосигнала,

- матричный цифровой сигнал S преобразуется в прямой $$s=w^{H}S$$ и рассеянные $$s_l=w_l^{H}S$$ сигналы, где (·)^H - символ эрмитова сопряжения.

Физически описанные операции адаптивной пространственной фильтрации обеспечивают одновременный направленный прием с заданных направлений полезного прямого сигнала выбранного передатчика подсвета и полезного рассеянного сигнала с одновременным подавлением широкого класса помех, приходящих с других направлений. Отметим, что технически реализуемая глубина подавления помехи достигает величины 40 дБ [4].

Это обеспечивает выигрыш в чувствительности при формировании слабых рассеянных сигналов на последующих этапах обработки.

Сформированные в устройстве 1-5 рассеянные сигналы s_l совместно со значением выбранного азимутально-угломестного направления их приема поступают в блок 3-1, а прямой сигнал s поступает в блок 3-4, где запоминаются.

После этого в блоке 3-4 для каждого ожидаемого значения доплеровского сдвига частоты ω прямой сигнал s преобразуется в матричный сигнал комплексной фазирующей функции А_ω, включающий гипотетические сигналы, рассеиваемые в ожидаемой области задержек каждым потенциальным подвижным и стационарным объектом. Матричный сигнал А_ω поступает в устройство 3-3, где также запоминается.

Преобразование прямого сигнала s в матричный сигнал А_ω осуществляется по следующей формуле:

где $$s_q={\left[s_{(1-q)},\dots ,s_{(I-q)}\right]}^T$$ - векторы размером I×1, являющиеся задержанными по времени на qT_s версиями опорного сигнала s, q=0, …, Q-1, Q - число временных задержек прямого сигнала, T_s - период выборки сигнала;

- матрицы доплеровских сдвигов, ω=0,±1, …, ±Ω, (2Ω+1) - размер координатной сетки по доплеровскому сдвигу. Значения доплеровского сдвига частоты пробегают дискретный ряд значений ω/(IT_s).

Таким образом, столбцы матрицы А_ω представляют собой задержанные по времени и сдвинутые по частоте доплеровского сдвига версии прямого сигнала s, а размер этой матрицы I×2Q, определяется числом отсчетов в разведываемом сигнале (длительностью интервала наблюдения) и размерами координатной сетки по временному запаздыванию.

Кроме того, в устройстве 3-3 из сигнала А_ω последовательно вычисляются сигналы $$A_{\omega }^H$$ , $$A_{\omega }^H{A}_{\omega }$$ и $${\left(A_{\omega }^H{A}_{\omega }\right)}^{-1}$$ , которые поступают в блок 3-1, где запоминаются.

В блоке 3-1 для каждого выбранного азимутально-угломестного направления приема l и каждого ожидаемого значения доплеровского сдвига частоты ω рассеянный сигнал s_l с использованием сигналов $$A_{\omega }^H$$ и $${\left(A_{\omega }^H{A}_{\omega }\right)}^{-1}$$ , поступивших от блока 3-3, преобразуется в сигнал элемента комплексного частотно-временного изображения $$h_{l\omega }^{(0)}={\left(A_{\omega }^{H}A\right)}^{-1}{A}_{\omega }^H{s}_l$$ , (вектор с размером 2Q×1).

Полученный в блоке 3-1 сигнал элемента изображения $$h_{l\omega }^{(0)}$$ запоминается в блоке 3-2 в качестве начального приближения и транслируется в устройство 3-3 для запоминания и инициализации очередной итерации с номером k=1.

В устройстве 3-3 с использованием сигнала элемента изображения, полученного на предыдущей итерации, то есть $$h_{l\omega }^{(k-1)}=h_{l\omega }^{(0)}$$ при k=1, формируется вспомогательный матричный сигнал $$\Lambda \left(h_{l\omega }^{(k-1)}\right)\equiv diag\left\{{\left|h_{l\omega z}^{(k-1)}\right|}^{-1}/2\right\}$$ , где $$h_{l\omega z}^{(0)}$$ - z-я компонента вектора элемента изображения $$h_{l\omega }^{(k-1)}$$ , и взвешивающий сигнал $${\left[A_{\omega }^H{A}_{\omega }+\lambda \Lambda \left(h_{l\omega }^{(k-1)}\right)\right]}^{-1}{A}_{\omega }^H$$ . Значение множителя Лагранжа λ выбирают исходя из уровня шумов в каналах приема. Взвешивающий сигнал $${\left[A_{\omega }^H{A}_{\omega }+\lambda \Lambda \left(h_{l\omega }^{(k-1)}\right)\right]}^{-1}{A}_{\omega }^H$$ поступает в блок 3-1.

В блоке 3-1 с использованием сигнала $${\left[A_{\omega }^H{A}_{\omega }+\lambda \Lambda \left(h_{l\omega }^{(k-1)}\right)\right]}^{-1}{A}_{\omega }^H$$ и запомненного рассеянного сигнала s_l синтезируется сигнал очередного приближения элемента комплексного частотно-временного изображения $$h_{l\omega }^{(1)}={\left[A_{\omega }^H{A}_{\omega }+\lambda \Lambda \left(h_{l\omega }^{(k-1)}\right)\right]}^{-1}{A}_{\omega }^H{s}_l$$ . Полученный сигнал $$h_{l\omega }^{(1)}$$ поступает в блок 3-2.

В блоке 3-2 сигнал $$h_{l\omega }^{(1)}$$ запоминается для использования на следующей итерации.

При этом сигнал $$h_{l\omega }^{(1)}$$ поступает в устройство 3-3 для запоминания и инициализации очередной итерации синтеза элемента частотно-временного изображения. После чего в устройстве 3-3, блоках 3-1 и 3-2 выполняется описанная ранее последовательность операций по формированию сигналов $$\Lambda \left(h_{l\omega }^{(k-1)}\right)$$ , $${\left[A_{\omega }^H{A}_{\omega }+\lambda \Lambda \left(h_{l\omega }^{(k-1)}\right)\right]}^{-1}{A}_{\omega }^H$$ , $$h_{l\omega }^{(1)}={\left[A_{\omega }^H{A}_{\omega }+\lambda \Lambda \left(h_{l\omega }^{(k-1)}\right)\right]}^{-1}{A}_{\omega }^H{s}_l$$ , запоминанию сигнала $$h_{l\omega }^{(k)}$$ и сравнению номера текущей итерации с порогом.

При превышении номером текущей итерации заданного порога в блоке 3-1 сформированные сигналы элементов изображения $$h_{l\omega }^{(k)}$$ объединяются в матричный сигнал результирующего комплексного частотно-временного изображения H_l. Объединение элементов изображения $$h_{l\omega }^{(k)}$$ в матричный сигнал результирующего комплексного изображения H_l осуществляется путем присоединения элементов изображения $$h_{l\omega }^{(k)}$$ друг к другу в порядке убывания доплеровского сдвига частоты ω в соответствии со следующей формулой:

Матричный сигнал результирующего комплексного частотно-временного изображения H_l поступает в блок 4.

В блоке 4 вычисляются квадраты модулей компонент матричного сигнала результирующего комплексного частотно-временного изображения $${\left|H_{l\omega q}\right|}^2$$ , где H_lωq - ωq-я компонента результирующего изображения H_l. По локальным максимумам квадратов модулей определяется число рассеянных радиосигналов в выбранном азимутально-угломестном направлении, по параметрам которых - значениям временной задержки, доплеровского сдвига частоты каждого рассеянного радиосигнала и азимутально-угломестного направления приема рассеянных радиосигналов - выполняют обнаружение и пространственную локализацию подвижных объектов.

Обнаружение и определение пространственных координат подвижных объектов осуществляется известными способами, например, [2].

Результаты обнаружения и пространственной локализации воздушных объектов отображаются для повышения информативности.

Таким образом, учитывая, что вспомогательный матричный сигнал $$\Lambda \left(h_{l\omega }^{(k-1)}\right)$$ выражается через полученный на предыдущей итерации сигнал элемента изображения $$h_{l\omega }^{(k-1)}$$ , сигнал очередного приближения элемента комплексного частотно-временного изображения $$h_{l\omega }^{(k)}$$ также зависит от предыдущего решения $$h_{l\omega }^{(k-1)}$$ . В связи с этим предложенный способ реализует итерационный процесс с обратной связью по полезному сигналу в каждом l-м азимутально-угломестном направлении поиска объектов. При этом компоненты, связанные с полезным сигналом, усиливаются, а компоненты, связанные с шумами, подавляются, что повышает чувствительность и динамический диапазон формирования изображения. Эта особенность, характерная для нелинейной обработки, приводит к повышению разрешающей способности формируемого радиоизображения.

Из приведенного описания следует, что устройство, реализующее предложенный способ, обеспечивает повышение эффективности обнаружения и пространственной локализации широкого класса объектов за счет применения новых операций нелинейного формирования сигналов элементов изображения $$h_{l\omega }^{(k)}$$ (для каждого l-го азимутально-угломестного направления приема и для каждого ожидаемого значения доплеровского сдвига частоты ω принятых сигналов) и последующего их объединения в матричный сигнал результирующего комплексного частотно-временного изображения H_l.

Таким образом, за счет применения вместо классической двумерной взаимной корреляции операций нелинейной итерационной обработки радиосигналов удается решить поставленную задачу с достижением указанного технического результата.

Источники информации

1. US, патент, 6703968 B2, кл. G01S 13/87, 2004 г.

2. RU, патент, 2444755, кл. G01S 13/02, 2012 г.

3. RU, патент, 2190236, кл. G01S 5/04, 2002 г.

4. Ратынский М.В. Адаптация и сверхразрешение в антенных решетках. М.: Радио и связь, 2003 г.

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в системах контроля наземного, морского и воздушного пространства с использованием прямых и рассеянных объектами радиосигналов, излучаемых множеством неконтролируемых и контролируемых передатчиков радиоэлектронных систем различного назначения. Достигаемым техническим результатом изобретения является повышение эффективности обнаружения и пространственной локализации широкого класса объектов. Повышение эффективности обнаружения и пространственной локализации широкого класса объектов достигается за счет применения новых операций нелинейной итерационной обработки радиосигналов. 1 ил.

Способ скрытной радиолокации подвижных объектов, заключающийся в том, что используют прямые и рассеянные подвижными объектами радиосигналы, излучаемые широкополосными передатчиками радиоэлектронных систем различного назначения, принимают решеткой из N антенн сигналы многолучевого электромагнитного поля прямого и рассеянных радиосигналов, синхронно преобразуют ансамбль принятых антеннами радиосигналов в цифровые сигналы, цифровые сигналы преобразуют в прямой s и рассеянные s_l сигналы для выбранных азимутально-угломестных направлений приема l, которые совместно со значением азимутально-угломестного направления приема запоминают, отличающийся тем, что для каждого ожидаемого доплеровского сдвига частоты ω преобразуют прямой сигнал s в матричный сигнал комплексной фазирующей функции A_ω, включающий гипотетические сигналы, рассеиваемые в ожидаемой области задержек каждым потенциальным подвижным и стационарным объектом, матричный сигнал А_ω запоминают, для каждого выбранного азимутально-угломестного направления приема и каждого ожидаемого значения доплеровского сдвига частоты преобразуют рассеянный сигнал s_l в сигнал элемента комплексного частотно-временного изображения , где - матрица, эрмитово сопряженная с А_ω, сигнал запоминают и используют в качестве начального приближения, а также итерационно формируют зависящий от предыдущего решения вспомогательный матричный сигнал где - z-я компонента вектора элемента изображения k=1, 2, … - номер итерации, и сигнал очередного приближения элемента комплексного частотно-временного изображения , где λ - множитель Лагранжа, до тех пор, пока номер текущей итерации не превысит заданный порог, объединяют сформированные сигналы элементов изображения в матричный сигнал результирующего комплексного частотно-временного изображения H_l, после чего по локальным максимумам квадрата модуля компонент матричного сигнала результирующего изображения , где H_lωq - ωq-я компонента матрицы результирующего изображения H_l, определяют число рассеянных радиосигналов в выбранном азимутально-угломестном направлении, по параметрам которых - значениям временной задержки, доплеровского сдвига частоты каждого рассеянного радиосигнала и азимутально-угломестного направления приема рассеянных радиосигналов - выполняют обнаружение и пространственную локализацию подвижных объектов.