СПОСОБ ПЕРЕДАЧИ ДИСКРЕТНОЙ ДВОИЧНОЙ ИНФОРМАЦИИ ФАЗОМОДУЛИРОВАННЫМИ СИГНАЛАМИ В МНОГОКАНАЛЬНЫХ СИСТЕМАХ РАДИОСВЯЗИ С ЧАСТОТНЫМ УПЛОТНЕНИЕМ ФАЗОМОДУЛИРОВАННЫХ КАНАЛЬНЫХ ПОДНЕСУЩИХ Российский патент 2018 года по МПК H03D3/00 H04L27/14 

Предлагаемое изобретение относится к области передачи дискретных двоичных посылок сообщений фазомодулированными (или, по другой терминологии, фазоманипулированными) сигналами в многоканальных системах радиосвязи (спутниковой, радиорелейной, наземной и т.п.) с частотным уплотнением фазомодулированных канальных поднесущих [1].

Главной целью предлагаемого изобретения является повышение помехоустойчивости и упрощение многоканальных систем радиосвязи с частотным уплотнением фазомодулированных канальных поднесущих путем оригинального устранения свойственной фазовой модуляции "обратной" работы (произвольного изменения полярности посылок на приеме).

Известно [1], что в многоканальных системах передачи дискретной двоичной информации с частотным уплотнением канальных поднесущих широко применяется фазовая модуляция поднесущих. Использование фазовой модуляции обусловлено тем, что она по потенциальной помехоустойчивости превосходит амплитудную и частотную модуляцию. Наибольшей потенциальной помехоустойчивостью обладает фазовая модуляция поднесущей на 180° (противоположные сигналы), обозначаемая как ФМ и называемая однократной фазовой модуляцией (или, по другой терминологии, двоичной фазовой модуляцией). Другим достоинством фазовой модуляции является возможность фазового уплотнения одной поднесущей двумя независимыми сообщениями без дополнительного расширения полосы частот. В этом случае говорят о двукратной (или, иначе, квадратурной) фазовой модуляции, обозначаемой как ДФМ (возможна и большая кратность фазового уплотнения).

ФМ и ДФМ является классической фазовой модуляцией (манипуляцией).

Однако следует особо подчеркнуть, что практическая реализация потенциальных преимуществ фазовой модуляции сопряжена с большими техническими и экономическими трудностями, поскольку для демодуляции каждой канальной фазомодулированной поднесущей на приеме требуется свое опорное когерентное колебание с неизменной фазой (фазовый эталон). Его, как правило, получают из самой канальной фазомодулированной поднесущей. К сожалению, при получении этого когерентного колебания его фаза может произвольно скачком изменяться на 180°, что приводит к обратной работе (произвольному изменению полярности принимаемых посылок).

Следует подчеркнуть особо, что проблема устранения обратной работы при получении фазового эталона является главной, ключевой, проблемой в практической реализации фазовой модуляции.

Известен классический способ передачи дискретной двоичной информации с использованием фазовой модуляции, устраняющий свойственную фазовой модуляции обратную работу и, следовательно, делающий возможным ее практическое применение. Это способ с относительной фазовой модуляцией (ОФМ) или, согласно другой терминологии, способ фазоразностной модуляции (ФРМ), предложенный Н.Т. Петровичем [2]. При этом способе, в целях устранения обратной работы, информацию о знаке передаваемой двоичной посылки на передаче закладывают в разность фаз соседних (следующих друг за другом) фазомодулированных сигналов путем специального относительного кодирования посылок сообщения. На приеме выявления знака передаваемых посылок сообщения осуществляется с помощью фазового демодулятора с относительным декодированием посылок. Это выполняется либо способом сравнения фаз - с помощью автокорреляционного демодулятора сигналов ОФМ, либо способом сравнения полярностей - с помощью когерентного демодулятора сигналов ОФМ, базирующегося на схемах А.А. Пистолькорса, В.И. Сифорова, Д.Ф. Костаса, Г.А. Травина, описанных в учебнике для ВУЗов [1].

Возможна и двукратная относительная фазовая модуляция (ОДФМ).

Этот классический универсальный способ является базовым, и поэтому именно его мы возьмем в качестве прототипа. К сожалению, наряду с достоинством, а именно решением проблемы устранения обратной работы и, как следствие этого, практической реализации фазовой модуляции, этот способ имеет недостатки, обусловленные исключительно используемым при этом способе принципом устранения обратной работы путем специального относительного кодирования посылок на передаче и относительного декодирования их на приеме. Эти недостатки заключаются в снижении предельной помехоустойчивости данного способа по сравнению с максимальной потенциальной помехоустойчивостью классической фазовой модуляции ФМ и в усложнении и удорожании системы радиосвязи, базирующейся на использовании ОФМ, что наиболее характерно проявляется в многоканальных системах радиосвязи с частотным уплотнением канальных поднесущих. Это означает, что при данном способе проблема практической реализации фазовой модуляции в многоканальных системах связи с частотным уплотнением канальных поднесущих решается ценой снижения потенциальной помехоустойчивости фазовой модуляции и ценой заметного усложнения и, как следствие этого, удорожания многоканальной радиосвязи.

В связи с этим в настоящей заявке предлагается качественно отличный способ передачи дискретных двоичных сообщений фазомодулированными сигналами в многоканальных системах радиосвязи с частотным уплотнением фазомодулированных канальных поднесущих, при котором, в отличие от способа ОФМ, устранение обратной работы осуществляют с использованием многоканальности системы радиосвязи, причем без специального относительного кодирования канальных посылок на передаче и относительного декодирования их на приеме, и который, в отличие от способа ОФМ, дает принципиальную возможность достижения максимальной потенциальной помехоустойчивости фазовой модуляции (ФМ) и заметного упрощения и удешевления многоканальных систем радиосвязи с частотным уплотнением фазомодулированных поднесущих.

При этом способе, в отличие от способа ОФМ, на передаче каждая канальная поднесущая получается удвоением частоты и фазы соседней канальной поднесущей меньшей частоты с последующей фазовой модуляцией (ФМ) посылками от своего канального источника сообщения, причем без специального относительного кодирования посылок сообщения, а на приеме каждое опорное когерентное колебание (фазовый эталон) для когерентной демодуляции этой информационной поднесущей без относительного декодирования посылок получается также удвоением частоты и фазы соседней информационной поднесущей меньшей частоты с устранением не только ее независимой фазовой модуляции, но и обратной работы. Следует особо подчеркнуть что, в отличие от ОФМ, фазовая модуляция осуществляется без специального относительного кодирования посылок на передающем конце и декодирования их на приемном конце, а фазовый эталон для каждой канальной поднесущей получается не из нее, а из соседней канальной информационной поднесущей. В отличие от способа ОФМ процесс формирования каждой канальной поднесущей на передаче и получения для нее фазового эталона с устранением обратной работы на приеме сведен к простой и помехоустойчивой операции удвоения частоты и фазы соседней канальной поднесущей меньшей частоты.

Именно все эти особенности данного способа и определяют повышение помехоустойчивости и упрощение многоканальной радиосистемы передачи дискретной двоичной информации фазомодулированными сигналами с частотным уплотнением канальных фазомодулированных поднесущих.

Сущность способа иллюстрируется функциональной схемой многоканальной радиосистемы передачи дискретной двоичной информации фазомодулированными сигналами с частотным уплотнением канальных фазомодулированных поднесущих, приведенной на Фиг. 1.

Здесь: Г - стабильный звуковой генератор; У₁, У₂, …, У_n - удвоители частоты на передающем конце; М₁, М₂, …, М_n - модуляторы (манипуляторы) фазы; И₁, И₂, …, И_n - канальные источники дискретной двоичной информации; П - передатчик; ПУ - приемное устройство; Ф₀, Ф₁, Ф₂, …, Ф_n - канальные фильтры на выходе приемного устройства; , , …, - удвоители частоты и фазы на приемном конце; ФД₁, ФД₂, …, ФД_n - фазовые канальные когерентные демодуляторы; КК₁, КК₂, …, КК_n - канальные компьютеры.

На передающем конце формируются канальные поднесущие с частотами F₀, F₁, F₂, …, F_n.

Канальная поднесущая с наинизшей частотой F₀ получается от высокостабильного звукового генератора Г.

Канальные поднесущие с частотами F₁, F₂, …, F_n получаются путем удвоения частоты и фазы соседней поднесущей меньшей частоты:

, , , .

Каждая из них модулируется по фазе на 180° посылками сообщения, поступающими от соответствующего канального источника дискретной двоичной информации без предварительного относительного кодирования.

Весь ряд поднесущих частот расположен в полосе звукового спектра. Конкретная расстановка поднесущих частот в этой полосе будет зависеть от выбора наинизшей поднесущей частоты F₀.

Напряжения с выходов канальных модуляторов (манипуляторов) M1, М2, …, Mn и напряжение наинизшей частоты с выхода генератора Г линейно суммируются и подаются на вход передатчика П. С помощью передатчика осуществляются перенос группового звукового спектра всех поднесущих в заданный высокочастотный диапазон и последующая передача одной боковой полосы и несущей. С выхода приемника ПУ принятые сигналы, перенесенные в полосу частот, соответствующую исходной F0, F1, F2, …, Fn, после частотной селекции в блоке канальных фильтров Ф0, Ф1, Ф2, …, Фn поступают в блок удвоителей частоты и фазы соседних канальных поднесущих , , …, , в котором для фазомодулированных поднесущих F₁, F₂, …, F_n получаются когерентные напряжения (фазовые эталоны). Эти напряжения подводятся к опорным входам фазовых демодуляторов ФД₁, ФД₂, …, ФД_n, на сигнальные входы которых поступают фазомодулированные поднесущие F₁, F₂, …, F_n с выходов фильтров Ф₁, Ф₂, …, Ф_n соответственно. В фазовых демодуляторах выявляются полярности передаваемых посылок. Поскольку передача и прием сообщений на поднесущих F₁, F₂, …, F_{n осуществляются без специального относительного кодирования, демодулированные посылки не нуждаются в относительном декодировании и в дальнейшем подаются на канальные решающие устройства (на канальные компьютеры КК1, КК2, …, ККn и т.п.).}

Что касается поднесущей наинизшей частоты F₀, для которой отсутствует соседняя поднесущая меньшей частоты, необходимая на приемном конце для получения для нее когерентного колебания, то, чтобы затрачиваемая на нее мощность использовалась полностью, она может быть дополнительно использована для передачи информации методом ОФМ (см. пунктир). Для этого в канал поднесущей наинизшей частоты F₀ на передаче включается модулятор (манипулятор) М₀ (см. пунктир), источник дискретной двоичной информации И₀ (см. пунктир), устройство относительного кодирования посылок ОК₀ (см. пунктир), а на приеме фазовый демодулятор ФД₀ (см. пунктир), перемножитель П₀ (см. пунктир), полосовой фильтр ПФ₀ (см. пунктир), устройство относительного декодирования посылок ОД₀ (см. пунктир) и канальный компьютер КК₀.

Кстати, из Фиг. 1 видно, что каждый из каналов по предлагаемому способу существенно проще "пунктирного канала" с ОФМ (см. пунктир).

При необходимости увеличения числа поднесущих в заданной полосе частот к выбранному ряду поднесущих можно добавить еще несколько рядов поднесущих с разносом по частоте, каждый из которых реализуется по вышеизложенному принципу:

; ; ; ;

; ; ; и т.д.,

где , и т.д. выбираются с учетом скоростей модуляции.

Выбором нескольких рядов поднесущих достигается необходимое использование отводимой для связи полосы частот. Спектр поднесущих можно ограничить полосой стандартного телефонного спектра 300…3400 Гц.

В табл. 1 приводится один из возможных вариантов сетки поднесущих частот.

Для выявления основных особенностей предлагаемого способа достаточно проследить за прохождением сигналов в двух соседних каналах, например, в первом и во втором, начиная от общей для них точки «а» на передаче и кончая выходом демодулятора второго канала на приеме ФД2 (Фиг. 1).

Если поднесущее колебание на входе модулятора (манипулятора) M₁ первого канала (в точке «а») представить в виде

то поднесущее колебание на входе модулятора (манипулятора) М₂ второго канала с учетом удвоения по частоте и фазе колебания (1) в У₂ будет

где U₁(t), U₂(t) и ϕ₁, ϕ₂ - амплитуды и начальные фазы колебаний;

k_У2 и Δϕ_У2 - коэффициент передачи и паразитный фазовый сдвиг У₂.

Фазомодулированные колебания на выходах модуляторов (манипуляторов) М₁ и М₂ с учетом (1) и (2) запишутся в виде

где k_M1, k_М2 и Δϕ_М1, Δϕ_М2 - коэффициенты передачи и паразитные фазовые сдвиги M₁ и М₂; и - множители при π, принимающие в соответствии с алфавитом независимых источников сообщений значения 0 или 1 по независимым друг от друга законам.

На приемном конце с выходов фильтров Ф₁ и Ф₂ блока селекции по сигнальным входам ФД₁ и ФД₂ поступают сигналы:

где k₁ и k₂ - коэффициенты передачи 1-го и 2-го каналов; Δϕ_1П, Δϕ_2П, и , Δϕ_1ПУ и Δϕ_2ПУ, Δϕ_Ф1 и Δϕ_Ф2 - паразитные фазовые сдвиги, вносимые передатчиком, линией связи, приемником и фильтрами блока селекции первого и второго каналов соответственно.

По опорному входу ФД₂ будет поступать колебание, получаемое удвоением частоты и фазы фазомодулированного сигнала (5):

где и - коэффициент передачи и паразитный фазовый сдвиг удвоителя поднесущей частоты первого канала.

Напряжение на выходе ФД₂, в котором осуществляется операция перемножения (6) и (7) и усреднение произведения за достаточно большое время (фильтрация), будет описываться выражением:

При

что обеспечивается при начальной регулировке системы, выходное напряжение ФД₂ приобретает максимальное значение:

Как видно, полярности посылок на выходе фазового демодулятора данного канала однозначно определяются знаками символов, задаваемых источником информации этого канала на передающем конце.

Независимые изменения фазы по закону (где или 1) соседней поднесущей меньшей частоты, используемой для получения когерентного напряжения для данной поднесущей большей частоты, не нарушают этой однозначности, так как устраняются в процессе создания когерентного напряжения без нарушения корреляции между перемножаемыми в фазовом демодуляторе колебаниями.

Случайное значение начальной фазы ϕ₁ соседней поднесущей также не нарушает этой однозначности, так как начальная фаза при прохождении поднесущих от общей для них точки "а" на передаче до места их перемножения на приеме подвергается идентичным преобразованиям и исключается при перемножении в фазовом демодуляторе.

Сказанное справедливо и для случая возможного отклонения частоты Ω₁ от своего номинального значения на передаче. Если уход частоты будет в пределах сравнительно линейного участка фазовой характеристики тракта, что на практике вполне достижимо, возникающие при уходе частоты изменения паразитных фазовых сдвигов узлов тракта практически не будут нарушать условия (9). Здесь следует обратить внимание на то, что в пределах сравнительно линейного участка фазовой характеристики имеет место тенденция к выполнению следующих равенств изменений паразитных фазовых сдвигов:

которая проявляется тем полнее, чем линейнее фазовая характеристика тракта.

Благодаря идентичности преобразований соседних поднесущих фазовая когерентность поступающих на сигнальный и опорный входы фазового демодулятора колебаний оказывается гораздо стабильнее абсолютной фазы каждого из колебаний.

Внесение паразитного фазового сдвига Θ в сформированный в передатчике однополосный сигнал также не нарушает фазовой когерентности между перемножаемыми в фазовом демодуляторе соседними поднесущими. Действительно, пусть в однополосный высокочастотный сигнал, сформированный в передатчике переносом группового спектра поднесущих (3) и (4) в высокочастотный диапазон (в область верхней боковой полосы при несущей ω₀), внесен дополнительный фазовый сдвиг Θ (например, при гетеродинировании на приеме):

где

, и ^_ суммарные паразитные фазовые сдвиги.

На приеме процесс переноса группового спектра в исходный сводится к перемножению (12) и (13) и выделению низкочастотных составляющих. В результате на выходе фильтров Ф₁ и Ф₂ получаются сигналы, описываемые теми же выражениями (5) и (6), которые были получены и без внесения фазового сдвига Θ, то есть в процессе переноса группового спектра в исходный паразитный фазовый сдвиг Θ исключается.

Проведенное рассмотрение указывает на принципиальную возможность осуществления на основе данного способа простых и практически идентичных трактов фазомодулированного сигнала и его когерентного колебания, паразитные сдвиги частот и фаз которых компенсируются при перемножении в фазовом демодуляторе. Такая идентичность является залогом высокой помехоустойчивости.

Предельная помехоустойчивость данного способа выше помехоустойчивости методов с ОФМ - способов сравнения фаз и сравнения полярностей. В условиях флуктуационных помех она определяется выражением

в то время как для способов сравнения фаз и сравнения полярностей описывается следующими известными [1] выражениями:

Рассматриваемый способ проще способа с ОФМ, в чем нетрудно убедиться путем сопоставления функциональных схем многоканальной радиосвязи на основе этих способов (см. на Фиг. 1 пунктирный канал с ОФМ).

Данный способ может быть осуществлен на обычных удвоителях частоты, модуляторах (манипуляторах) фазы, фазовых демодуляторах и т.д.

Предварительные испытания двухканальной системы связи по рассматриваемому способу подтвердили теоретические выводы в отношении простоты и помехоустойчивости предлагаемого способа.

Многоканальная система при этом способе ведет себя как единое устройство, составные части которого (передающая сторона, приемная сторона и линия связи) жестко коррелированы друг с другом.

Следует отметить, что оригинальный закон расстановки поднесущих частот в отдельном ряду

обусловлен оригинальным способом получения канальных поднесущих и когерентных колебаний для них - удвоением частоты и фазы соседних канальных поднесущих меньшей частоты. Именно благодаря этому устраняется обратная работа. Вместе с тем, надо сознавать, что этот закон исключает возможность его использования при непосредственной модуляции несущих (высоких) частот и ограничивается использованием модуляции поднесущих (низких) частот с последующим переносом их в область высоких частот, а также накладывает определенные ограничения на сетку частот.

Однако эти обстоятельства не снижают интереса к способу, так как:

1) способ модуляции поднесущих (низких) частот с последующим переносом в область высоких частот является наиболее целесообразным,

2) способ, несмотря на определенные ограничения на сетку поднесущих частот, предоставляет достаточные возможности для достижения необходимого использования отводимой для связи полосы частот путем выбора соответствующих рядов поднесущих с разносом по частоте с учетом необходимых скоростей модуляции.

В заключение следует особо подчеркнуть, что:

1. Предлагаемый способ представляет несомненный интерес, расширяет возможности использования фазовой модуляции для передачи дискретной двоичной информации в многоканальных системах радиосвязи с частотным уплотнением фазомодулированных поднесущих.

2. Предлагаемый способ дает принципиальную возможность достижения предельной потенциальной помехоустойчивости, заложенной в фазовую модуляцию, и возможность существенного упрощения многоканальных систем радиосвязи с фазовой модуляцией канальных поднесущих. Говоря другими словами, способ делает возможным практическую реализацию классической фазовой модуляции (ФМ) с ее максимальной потенциальной помехоустойчивостью в многоканальных системах радиосвязи с частотным уплотнением фазомодулированных поднесущих.

3. В предлагаемом способе оригинально и оптимально решается проблема устранения обратной работы (без специального относительного или какого-либо другого кодирования посылок на передаче и относительного декодирования их на приеме).

4. Многоканальная система радиосвязи при этом способе ведет себя как единое устройство, составные части которого (передающая сторона, приемная сторона, линия связи) жестко коррелированы друг с другом.

5. Предлагаемый способ допускает возможность использования способа ОФМ на поднесущей наинизшей частоты, для которой отсутствует поднесущая меньшей частоты для получения для нее фазового эталона, в целях более полного использования отводимой для связи мощности и полосы частот.

ЛИТЕРАТУРА

1. Зюко А.Г., Коробов Ю.Ф., Левитан Г.И. и др. Радиоприемные устройства. Учебник для ВУЗов. - М.: Связь, 1975 (см. стр. 351…362, 376…380).

2. Петрович Н.Т. Передачи дискретной информации в каналах с фазовой манипуляцией. - М.: Советское радио, 1965. - 263 с.

Изобретение относится к области передачи дискретных двоичных сообщений в многоканальных системах радиосвязи. Технический результат изобретения заключается в повышении помехоустойчивости и упрощении многоканальных систем радиосвязи путем устранения свойственной фазовой модуляции произвольного изменения полярности посылок на приеме. Способ передачи дискретной информации содержит этапы: передача и фазовая демодуляция канальных поднесущих. При передаче все канальные поднесущие формируют в звуковом спектре частот из наинизшей по частоте поднесущей от высокостабильного звукового генератора. Каждую из канальных поднесущих получают удвоением частоты и фазы соседней канальной поднесущей меньшей частоты, которые модулируют по фазе двоичными посылками от своих канальных источников сообщений, разделяют канальными фильтрами и демодулируют в своем канальном фазовом когерентном демодуляторе путем перемножения со своим канальным фазовым эталоном, который получают удвоением частоты и фазы соседней канальной фазомодулированной поднесущей меньшей частоты, получая передаваемые канальные двоичные посылки сообщений без относительного декодирования и обратной работы. 1 ил., 1 табл.

Способ передачи дискретной двоичной информации фазомодулированными сигналами в многоканальных системах радиосвязи с частотным уплотнением фазомодулированных канальных поднесущих путем фазовой модуляции канальных поднесущих на передаче, одновременной передачи их на приемный конец и фазовой демодуляции в месте приема, отличающийся тем, что на передаче все канальные поднесущие формируют в звуковом спектре частот из наинизшей по частоте поднесущей от высокостабильного звукового генератора, причем каждую из канальных поднесущих получают удвоением частоты и фазы соседней канальной поднесущей меньшей частоты, которые модулируют по фазе на 180° двоичными посылками от своих канальных источников сообщений, причем без относительного кодирования, и после переноса их группового звукового спектра в область высоких частот в однополосном передатчике и обратного переноса в область исходного звукового спектра частот в однополосном приемнике разделяют канальными фильтрами и каждую из них демодулируют в своем канальном фазовом когерентном демодуляторе путем перемножения со своим канальным фазовым эталоном, который получают удвоением частоты и фазы соседней канальной фазомодулированной поднесущей меньшей частоты, получая передаваемые канальные двоичные посылки сообщений без обратной работы и без относительного декодирования.