Способ подавления пассивных помех с малым доплеровским смещением Российский патент 2020 года по МПК G01S7/36 

Изобретение относится к области радиолокации и может быть использовано в РЛС с импульсным режимом излучения.

Пассивные помехи представляют собой сигналы, образующиеся на входе РЛС в результате рассеяния электромагнитных волн объектами, преднамеренно применяемыми в массовых количествах, например дипольными отражателями [Васин С.А., Шустов Л.Н. Основы радиопротиводействия и радиотехнической разведки. - М., Сов.радио, 1968 г. с. 259]. Также пассивными помехами являются зондирующие сигналы РЛС, отраженные от местных предметов или гидрометеоров, которые представляют собой локальные области взвеси воды в атмосфере или облака, движущиеся со скоростью ветра.

Наиболее эффективными средствами защиты от пассивных помех в импульсных РЛС являются методы селекции движущихся целей, в которых применяется принцип сравнения по фазе отраженных сигналов с опорным сигналом. При когерентности этих колебаний разность фаз сигналов, отраженных от неподвижных целей, с течением времени меняться не будет, а разность фаз сигналов, отраженных от движущихся целей, будет функцией времени [Бакулев П.А., Степин В.М. Методы и устройства селекции движущихся целей. - М: Радио и связь, 1986 - с. 19, 20].

Известным способом является способ СДЦ с двукратным череспериодным вычитанием (ЧПВ) [Справочник по радиолокации. Ред. М. Сколник, 1979, т.3, с. 319-320], включающий излучение в направлении зоны обзора РЛС зондирующего сигнала, состоящего из трех импульсов. Причем третий импульс излучается после второго импульса через интервал времени, не равный интервалу времени между излучениями второго и первого импульсов, и получение двух разностей принятых импульсов в каждом элементе разрешения по дальности: где k - номер элемента разрешения по дальности, - первый, второй, третий принятые импульсы, соответственно, в комплексном виде. Выходной сигнал в комплексном виде определяют путем вычитания полученных разностей:

Однако для устройств СДД с двукратным ЧПВ существует недостаток, заключающийся в том, что сигналы, представляющие собой пассивные помехи, отраженные от движущихся отражающих объектов, не подавляются.

Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому способу является «Устройство селекции мешающих отражений от оптически не наблюдаемых объектов («ангелов») в зоне «местных» предметов», [RU 2498337 С1, опубл. 10.11.2013 г., МПК G01S 7/36], которое выберем в качестве прототипа. Данное устройство обеспечивает подавление сигналов «ангелов», которые также являются сигналами пассивных помех, имеющие малое допплеровское смещение относительно сигналов реальных воздушных целей.

Компенсация сигналов «ангелов» осуществляется путем их бланкирования по результатам определения частоты Доплера, используя результаты когерентного накопления импульсов, полученные с помощью процедуры БПФ при обработке пачки импульсов с непостоянным периодом.

В связи с этим, при нахождении сигнала цели и сигнала пассивной помехи в одном элементе разрешения по дальности возможна ситуация, при которой будут возникать пропуски обнаружения полезного сигнала, например, когда сигнал цели слабее сигнала пассивной помехи. В такой ситуации обеспечивается выделение сигнала «ангела» и производится бланкирование результата обнаружения в данном элементе разрешения по дальности, в котором также присутствует и полезный сигнал.

Недостатком является использование процедуры БПФ при обработке пачки импульсов с непостоянным периодом и, как следствие, приблизительное определение доплеровского смещения сигнала помехи, что приводит к необходимости использования дополнительных мер по уточнению частоты сигналов пассивных помех.

Задачей предлагаемого технического решения является подавление пассивных помех в диапазоне частоты повторения импульсов и увеличение вероятности обнаружения малозаметных целей.

Технический результат предлагаемого способа заключается в достижении возможности разрешения сигналов целей и пассивных помех при нахождении их в одном элементе разрешения по дальности и при значительном маскировании полезного сигнала сигналом пассивной помехи.

Сущность предлагаемого способа подавления пассивных помех с малым доплеровским смещением основана на приеме эхо-сигналов, согласованной фильтрации и когерентном накоплении.

Новыми признаками позволяющими достичь заявляемый технический результат являются аналого-цифровое преобразование сигнала, его фазовое детектирование, а также его квадратурную согласованную фильтрацию. При этом дополнительно осуществляют формирование промежуточного массива Z_ij, необходимого для выполнения когерентного накопления, формирование массива номеров элементов разрешения N_ij промежуточного массива Z_ij, а также формирование комплексных опорных коэффициентов, далее осуществляют вышеупомянутое когерентное и некогерентное накопление сигнала, а также формирование порогового значения для каждого элемента разрешения по дальности, сравнение результатов когерентного накопления с пороговыми значениями, полученными на основании результатов некогерентного накопления сигнала, вычисление модуля и определение максимального значения сигнала A_MAX и его номера k в массиве результатов некогерентного накопления, если пороговое значение превышено, то выполняется преобразование сигнала путем его перемножения с опорными коэффициентами по формуле R_ij=Z_ij⋅A_mj, двукратного череспериодного вычитания и обнаружение полезного сигнала.

На фиг. 1 приведена структурная схема устройства, реализующего заявляемый способ подавления пассивных помех с малым доплеровским смещением, состоящая из следующих блоков:

1 - устройства приема сигналов;

2 - устройства аналогово-цифрового преобразования (АЦП);

3 - устройства цифровых вычислений.

На фиг. 2 представлен алгоритм заявляемого способа

Принцип работы заявленного способа подавления пассивных помех с малым допплеровским смещением поясняется алгоритмом, приведенным на фиг. 2 и заключается в следующем.

В устройстве приема сигналов (1) выполняется прием пачки эхо-сигналов, состоящей из j-периодов и их аналого-цифровое преобразование в АЦП (2). В устройстве цифровых вычислений (3) выполняется фазовое детектирование, в результате которого получаем массив комплексных значений сигнала, подвергающихся квадратурной согласованной фильтрации, которая обеспечивает получение массива комплексных значений эхо-сигнала в каждом элементе разрешения по дальности. Используя результаты согласованной фильтрации, последовательно для каждого элемента разрешения по дальности каждого периода формируется промежуточный массив Z_ij из комплексных выборок, т.е. берется i-й элемент разрешения по дальности каждого j-го периода. Одновременно с этим, формируется массив номеров элементов разрешения N_ij тех значений, которые записаны в массив Z_ij. Полученный массив Z_ij умножается на строки {a₁₁, a₁₂, …, a_1j}, {а₂₁, а₂₂, …, a_2j},… {a_m1, …, a_mj}, последовательно извлекаемые из матрицы A_mj.

Каждая строка матрицы A_mj содержит комплексные опорные коэффициенты a_j, количество которых соответствует количеству периодов j в пачке эхо-сигнала. Коэффициенты каждой строки матрицы обеспечивают выравнивание фазы в обрабатываемых элементах разрешения по дальности в каждом следующем периоде до значения в первом периоде на заданной доплеровской частоте. Опорные коэффициенты рассчитываются для частотного диапазона [Гц] с заданным шагом по частоте L [Гц] и записываются построчно в матрицу A_mj, где количество строк Для вычисления комплексных опорных коэффициентов используется массив комплексных выборок S_j=c_j+jd_j эталонного гармонического сигнала заданной частоты, которые выбраны в соответствии с учетом длительности каждого j-го периода в пачке. Комплексные опорные коэффициенты U_j=q_j+jw_j рассчитываются последовательно относительно нулевого отсчета в массиве S_j. Если j=0, то коэффициенты принимают следующие значения: q_j=1 и w_j=0, иначе при выборе следующего по порядку значения из массива S_j коэффициенты рассчитываются по формуле

Таким образом, при умножении массива Z_ij на строки матрицы A_m и последующего суммирования, для каждого элемента разрешения по дальности осуществляется когерентное накопление сигнала доплеровское смещение, которого совпадает по частоте с эталонным гармоническим сигналом заданной частоты, и его выявление при выполнении процедуры сравнения с пороговым значением. Пороговое значение рассчитывается по результатам выполнения некогерентного накопления модулей сигнала для каждого элемента разрешения по дальности. Операция сравнения выполняется для каждого элемента разрешения по дальности, используя результаты когерентного и некогерентного накопления. С целью выполнения операции сравнения для каждого анализируемого элемента дальности формируется массив комплексных значений результатов когерентного накопления CFFT_k в частотном диапазоне [Гц], для каждого элемента массива вычисляется модуль комплексного числа и формируется массив FFT_k. В массиве FFT_k определяется максимальная амплитуда A_MAX и осуществляется операция сравнения с пороговым значением, полученным при некогерентном накоплении для того же элемента дальности. Если существует превышение порогового значения, то это говорит о том, что в данном элементе разрешения присутствует сигнал пассивной помехи в анализируемом доплеровском диапазоне. В этом случае выполняется операция преобразования, которая совместно с двукратным череспериодным вычитанием обеспечит компенсацию сигнала пассивной помехи и одновременно с этим выявление сигнала цели в случае, если он находился в том же элементе разрешения по дальности, что и сигнал пассивной помехи. Если пороговое значение не превышено, то операция преобразования не выполняется.

При выполнении операции преобразования элементы массива Z_ij умножаются на опорные комплексные коэффициенты (8) строки m матрицы A_mj, после чего формируется массив результатов R_ij. При этом индекс m матрицы A_mj соответствует номеру k найденного максимума A_MAX в массиве FFT_k. После операции преобразования осуществляется формирование выходного массива Y_ij в соответствии с номерами из массива N_ij. Таким образом, с помощью операции преобразования в конкретном элементе разрешения по дальности осуществляется преобразование сигнала пассивной помехи с некоторым доплеровским смещением в сигнал с нулевым Доплером. Далее выполняется двукратное череспериодное вычитание, которое обеспечивает вычитание всех сигналов с нулевым доплеровским смещением, и обнаружение оставшихся эхо-сигналов. При попадании сигнала цели в один элемент разрешения по дальности вместе с сигналом пассивной помехи последний будет подавлен, а сигнал цели сохранен в случае, если его доплеровская частота находится вне диапазона

Изобретение относится к области радиолокации и может быть использовано в РЛС с импульсным режимом излучения. Технический результат предлагаемого способа заключается в достижении возможности разрешения сигналов целей и пассивных помех при нахождении их в одном элементе разрешения по дальности и при значительном маскировании полезного сигнала сигналом пассивной помехи. В способе осуществляют аналого-цифровое преобразование, фазовое детектирование сигнала и его квадратурную согласованную фильтрацию. При этом дополнительно осуществляют формирование промежуточного массива Z_ij, необходимого для выполнения когерентного накопления, формирование массива номеров элементов разрешения N_ij промежуточного массива Z_ij, а также формирование комплексных опорных коэффициентов, далее осуществляют вышеупомянутое когерентное и некогерентное накопление сигнала, а также формирование порогового значения для каждого элемента разрешения по дальности, сравнение результатов когерентного накопления с пороговыми значениями, полученными на основании результатов некогерентного накопления сигнала, вычисление модуля и определение максимального значения сигнала A_MAX и его номера k в массиве результатов некогерентного накопления, если пороговое значение превышено, то выполняется преобразование сигнала путем его перемножения с опорными коэффициентами по формуле R_ij=Z_ij⋅A_mj, двукратного череспериодного вычитания и обнаружение полезного сигнала. 2 ил.

Способ подавления пассивных помех с малым доплеровским смещением, основанный на приеме эхосигналов, согласованной фильтрации и когерентном накоплении, отличающийся тем, что после приема пачки эхосигналов, состоящей из j периодов, осуществляют ее аналого-цифровое преобразование, фазовое детектирование и квадратурную согласованную фильтрацию, в результате которой получают массив комплексных значений эхосигналов в каждом элементе разрешения по дальности, одновременно с этим по результатам квадратурной согласованной фильтрации последовательно для каждого элемента разрешения по дальности каждого периода формируется промежуточный массив Z_ij из комплексных выборок путем выбора i-го элемента разрешения по дальности каждого j-го периода, который необходим для выполнения когерентного накопления сигнала в текущем элементе разрешения, после этого формируется массив номеров элементов разрешения N_ij массива Z_ij, а также матрица A_mG комплексных опорных коэффициентов (где m - количество строк, G - количество опорных коэффициентов в строке, соответствующее количеству периодов j в пачке эхосигналов), далее осуществляют вышеупомянутое когерентное и некогерентное накопление сигнала, также по результатам некогерентного накопления осуществляют формирование пороговых значений для каждого элемента разрешения по дальности, при этом для каждого элемента разрешения по дальности вычисляют модуль результатов когерентного накопления и определяют максимальное значение амплитуды сигнала , а также его номер k в данном массиве, выполняют сравнение амплитуды с пороговым значением T_i, полученным на основании результатов некогерентного накопления сигнала для того же элемента разрешения по дальности, и, если пороговое значение превышено, тогда выполняется преобразование сигнала в данном элементе разрешения путем его перемножения на строку матрицы A_mG комплексных опорных коэффициентов, номер которой m определяется переменной k, и формируется массив результатов R_ij, после этого осуществляется формирование выходного массива Y_ij в соответствии с номерами из массива N_ij и выполняется двукратное череспериодное вычитание и обнаружение полезного сигнала.