СПОСОБ ХРАНЕНИЯ ЧАСТОТЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ Российский патент 2020 года по МПК G04G3/00 

Изобретение относится к области метрологии и может использоваться при создании генераторов высокостабильных электрических колебаний и высокоточных часов на их основе - стандартов частоты и времени.

Известен способ хранения частоты электрических колебаний мерой частоты (см., например, [1] - Пихтелев А.И. и др./ Стандарты частоты и времени на основе квантовых генераторов дискриминаторов // М., Сов. радио и связь, 1978, (с. 252-262), содержащий периодически повторяемые операции сличения частот меры и эталона и коррекции частоты меры на величину измеренного отклонения. Измерения отклонения частоты сигнала меры от частоты пространственно удаленного эталона проводится по радио сигналам точного времени или методом транспортируемых часов.

Недостатком этого способа [1] является большая погрешность по частоте, обусловленная наличием систематического дрейфа частоты квантовых стандартов частоты в межповерочный интервал, связанного со старением элементов, причем скорость процесса старения изменяется во времени.

Известен ряд способов хранения частоты электрических колебаний, представленных в патентах: [2] - RU 2178196 C1, G04F 5/00, G04G 5/00; [3] - RU 8167 U1, H01S 1/00, 16.10.1998; [4] - RU 70727 U1, H01S 1/00, 10.02.2008; содержащих операции измерения отклонения частоты меры от частоты эталона на интервале времени T₀, коррекции частоты меры на величину измеренного отклонения и дополнительной периодической коррекции частоты меры на протяжении интервала времени Т автономной работы. Величину и моменты времени дополнительной периодической коррекции определяют исходя из прогнозируемой скорости систематического дрейфа частоты меры, причем прогнозируемая скорость систематического дрейфа частоты на интервале времени Т предполагается равной измеренной скорости систематического дрейфа частоты на интервале времени Т₀, при этом изменение частоты предполагается линейным.

Недостатком этих способов [2]-[4] является большая погрешность по частоте из-за неточности модели линейного прогноза изменения частоты меры, так как, во-первых, параметры этой модели включают параметры систематического дрейфа частоты сигнала эталона, а, во-вторых, скорость систематического дрейфа частоты меры не является постоянной, а изменяется во времени.

Наиболее близким по технической сущности к заявляемому является способ, описанный в патенте [5] - RU 2279115 С9, G04G 3/00, G04G 7/00, G04F 5/00, 27.06.2006, и принятый за прототип. Известный способ хранения частоты электрических колебаний мерой частоты содержит операции сличения частоты меры с частотой эталона ƒ₀ на протяжении начального интервала времени Т₀, определения по результатам этих сличений начального отклонения Δƒ₀ частоты меры от частоты эталона и начальной скорости ν₀ систематического дрейфа частоты меры относительно частоты эталона, коррекции частоты меры на величину измеренного начального отклонения Δƒ₀ в конце интервала времени Т₀ и последующей на протяжении интервала времени Т дополнительной периодической коррекции частоты меры в моменты kΔt, где k=1, 2, 3, Дополнительную периодическую коррекцию частоты меры выполняют на величину β, которую уменьшают со временем на протяжении интервала времени Т в соответствии с прогнозируемым уменьшением скорости систематического дрейфа частоты меры. Начальную величину дополнительной периодической коррекции устанавливают в соответствии с неравенством а ее знак - противоположным знаку ν₀. Прогноз поведения частоты меры основывается на измерениях ее отклонения от частоты эталона на начальном интервале времени Т₀ (достаточно большом, до нескольких месяцев), а также на исследованиях поведения частоты мер данного типа на длительных интервалах времени, много больших Т₀ (на протяжении нескольких лет).

К недостаткам способа [5] прототипа относятся:

- достаточно большая погрешность по частоте из-за неточности прогнозирования скорости систематического дрейфа частоты меры, так как параметры модели дрейфа включают величину дрейфа частоты сигнала эталона и могут существенно отклониться от спрогнозированных величин на временном интервале Т автономного функционирования меры частоты в особенности в жестких условиях эксплуатации, например, на борту космического или подводного аппарата;

- длительный процесс оценки скорости систематического дрейфа частоты меры (несколько месяцев), что существенно увеличивает стоимость изделия.

Техническим результатом, на достижение которого направлено изобретение, является уменьшение погрешности по частоте из-за систематического дрейфа частоты меры частоты.

Сущность предлагаемого изобретения состоит в том, что в способ хранения частоты электрических колебаний мерой частоты, содержащий операции сличения частоты меры с частотой эталона ƒ₀ на протяжении начального интервала времени Т₀, определения по результатам этих сличений начального отклонения Δƒ₀ частоты меры от частоты эталона, коррекции частоты меры на величину измеренного начального отклонения Δƒ₀ в конце интервала времени Т₀ и последующей, на протяжении интервала времени Т, дополнительной коррекции частоты меры на величину β. Дополнительно, на интервале времени Т, включают операции:

- деления частоты сигнала меры с коэффициентом k_d=2j+1, где j=1, 2, 3, …;

- двухканального синхронного аналого-цифрового преобразования сигнала меры в каналах основной частоты и деленной частоты с интервалом временной дискретизации, определяемым частотой ƒ_s сигнала дискретизации, синтезируемым из сигнала меры в соответствии с выражением ƒ_s=4ƒ₀/(2j+1);

- преобразования полученных цифровых выборок U₁(k), U₂(k) в квадратурные составляющие комплексных сигналов канала основной частоты U_1s(k), U_1c(k) и канала деленной частоты U_2s(k), U_2c(k), где k=0, 1, 2, 3…„ - текущий номер выборок;

- определения фаз ϕ₁(k) сигнала канала основной частоты и ϕ₂(k) сигнала канала деленной частоты как аргументов комплексных чисел в соответствии с выражениями ϕ₁(k)=tg^-1(U_1s(k)/U_1c(k)) и ϕ₂(k)=tg^-1(U_2s(k)/U_2c(k)).

- определения разности фаз Δϕ(k)=ϕ₁(k)-ϕ₂(k);

- вычисления текущей величины коррекции частоты меры

β(k)=-ƒ₀Δϕ(k)/πjk

- сравнения значения β(k) с порогом β_пор, где β_пор - разрешающая способность управителя частотой меры;

- коррекцию частоты меры проводят на величину -β(k_пор), где k_nop - значение номера текущей выборки, при котором |β(k)|≥β_пор.

Сущность заявляемого способа поясняется иллюстративными материалами, представленными на фиг. 1, 2, 3 и 4, где:

на фиг. 1 представлен принцип стробоскопического преобразования сигнала меры частоты при временной дискретизации;

на фиг. 2 условно изображено преобразование спектров дискретных сигналов в каналах основной и деленной частот;

на фиг. 3 приведен пример структурной схемы устройства, реализующего предлагаемый способ, где:

1 - мера частоты;

2 - делитель частоты;

3, 4 - аналого-цифровые преобразователи;

5 - синтезатор частоты;

6 - процессор цифровой обработки сигнала;

на фиг. 4 пунктирной линией показан график зависимости частоты меры от времени без коррекции, а сплошной линией - график зависимости частоты меры с коррекцией по предлагаемому способу, начиная с интервала времени Т₀.

Работа предлагаемого способа осуществляется следующим образом. На начальном интервале времени Т₀ проводят сличение частоты ƒ=ƒ₀+Δƒ₀ меры частоты с частотой ƒ₀ эталона, измеряют величину Δƒ₀ и осуществляют коррекцию частоты меры на измеренную величину Δƒ₀ в конце интервала времени Т₀. В этом случае, в начале интервала времени Т автономной работы, модель сигнала меры, учитывающая систематический дрейф частоты, представляется в виде:

где: ƒ₀ - номинальное значение частоты меры, измеренное на момент начала его автономной работы;

α - скорость дрейфа частоты (Гц/сек), который подлежит оценке с целью формирования управляющего параметра для схемы управления частотой меры.

Кроме сигнала (1) канала основной частоты формируется сигнал канала деленной частоты с помощью операции деления частоты, а именно:

Сигналы u(t) и синхронно подвергаются квантованию по уровню с интервалом временной дискретизации t_s, длительность которого задается синхроимпульсами сигнала квантования u_s(t), формируемому из сигнала (1) с помощью операции синтеза частоты (см. [6] - Рыжков А.В., Попов В.Н. / Синтезаторы частот в технике радиосвязи. // М.: Радио и связь, 1991. (с. 67-74):

Пусть импульсы сигнала квантования формируются в моменты перехода сигнала (3) через нулевой уровень с положительной производной. Тогда моменты t_k цифровых выборок сигналов (1) и (2) можно определить из уравнения:

где k=0, 1, 2, 3,.. текущий номер выборок.

Следовательно, для определения t_k можно использовать квадратное уравнение:

решение которого, с учетом t_k≥0, дает:

Так как, даже для достаточно большого числа к величина

то радикал в (5) может быть разложен в ряд (см. [7] - Двайт Г.Б. / Таблицы интегралов и другие математические формулы. // М, 1973, (с. 8):

Учитывая (6), достаточно ограничиться линейным приближением в (7). Поэтому окончательно получим

Выражение (8) показывает, что в первом приближении изменением длительности интервала квантования из-за линейного дрейфа частоты можно пренебречь.

Формулы для цифровых выборок в каналах сигнала основной частоты и сигнала деленной частоты можно записать, если в (1) и (2) вместо непрерывного времени t подставить дискретные моменты времени t_k из (8):

Без ограничения общности можно выбрать j=2, 4, 6,… - целое четное число. В этом случае выражение (9) может быть переписано в виде:

При нечетном j функция sin в (11) будет со знаком минус.

Сравнение (10) и (11) показывает, что в обоих каналах формируются цифровые выборки сигналов с одинаковой относительной центральной частотой ω₀=2πƒ₀/f₀=π/2 (см. [8] - Основы цифровой обработки сигналов. Курс лекций / А.И. Солонина и др. // Изд. 2-е испр. и перераб., СПб, БХВ-Петербург, 2005, с. 195-199). Разница заключается в том, что в канале основной частоты выборки являются результатом стробоскопического эффекта, а в канале сигнала деленной частоты - результатом непосредственного квантования сигнала с центральной частотой ƒ₀/(2j+1) (см. [8] - Рис. 3а, Рис. 3б, Рис. 3в). При этом вторые слагаемые под знаками тригонометрических функций в (10) и (11) обусловлены наличием дрейфа частоты сигнала со скоростью α.

Далее осуществляют формирование квадратурных составляющих комплексных сигналов. В канале основной частоты это - U_s(k), U_c(k), а в канале деленной частоты -U₀(k), U₀(k). Такое формирование производится, например, путем умножения выборок u(k), на значения с последующей цифровой низкочастотной фильтрацией, то есть:

Определение фаз сигнала канала основной частоты ϕ₁(k) и канала сигнала деленной частоты ϕ₂(k) как аргументов комплексных чисел осуществляется в соответствии с выражениями:

Далее производится вычисление разности фаз Δϕ(k) сигналов основного канала и канала деленной частоты, то есть:

Из (12) получим оценку скорости систематического дрейфа частоты:

Следует отметить, что для уменьшения громоздкости выкладок при выводе (13) предполагалось Δϕ(0)=0, что допустимо, так как сигналы в каналах и квантующий сигнал синхронизированы. Реально, при практической реализации способа, возможен вариант В этом случае в формуле (13) Δϕ(k)=ϕ(k)-ϕ₂(0).

Далее оценивают текущее значение β(k) коррекции меры по частоте, которая с учетом (8) и (13) выражается в виде:

На каждом k-ом шаге проводят сравнение значения β(k) с порогом β_пор, где β_пор - разрешающая способность управителя частотой меры.

При выполнении условия осуществляют коррекцию частоты меры на величину -(β(k_пор), где k_пор - значение номера текущих выборок, при котором После операции коррекции счетчик выборок обнуляется, то есть k=0, и начинается новый интервал Т оценки α.

Таким образом, согласно заявляемому способу хранения частоты электрических колебаний осуществляется оценка скорости дрейфа частоты меры в реальном масштабе времени, что позволяет повысить точность хранения по сравнению с известным способом, который использует ранее полученные параметры модели дрейфа частоты меры, имеющие ограниченную точность и изменяющиеся в процессе автономной работы меры.

Кроме того применение заявляемого способа не требует длительной, до нескольких месяцев, процедуры оценки модели систематического дрейфа частоты меры, что позволяет существенно сократить время создания меры частоты и, следовательно, снизить ее стоимость. В самом деле, для измерения начального отклонения Δƒ₀ частоты меры от частоты эталона в течение Т₀ достаточно ограничиться интервалом времени 1000 сек≤Т₀<3600 сек.

Порядок величины интервала Т можно определить на примере квантового стандарта частоты на рубидиевой газовой ячейке (КСЧ-РГЯ), систематический дрейф частоты которого составляет α=5⋅1^-12 1/месяц в относительных единицах (9⋅10^-12 Гц/сек при номинальной частоте меры 5000000 Гц). Разрешающая способность цифрового управляющего синтезатора частоты КСЧ-РГЯ /β_пор=5⋅10^-8 Гц. Для этих исходных данных получим:

Т=β_пор/α=1,8⋅10⁵ сек.=5 час.

Рассмотренное показывает, что заявляемый способ формирования импульсов осуществим и обеспечивает достижение технического результата, заключающегося в уменьшении погрешности по частоте из-за систематического дрейфа частоты меры частоты.

Источники информации

1. Пихтелев А.И. и др. / Стандарты частоты и времени на основе квантовых генераторов дискриминаторов // М., Сов. радио и связь, 1978, (с. 252-262).

2. RU 2178196, G04F 5/00, G04G 5/00, опубл. 10.01.2002.

3. RU 8167 U1, H01S 1/00, опубл. 16.10.1998.

4. RU 70727 U1, H01S 1/00, опубл. 10.02.2008.

5. RU 2279115 С9, G04G 3/00, G04G 7/00, G04 F 5/00, опубл. 27.06.2006.

6. Рыжков А.В., Попов В.Н. / Синтезаторы частот в технике радиосвязи. // М: Радио и связь, 1991, (с. 67-74).

7. Двайт Г.Б. / Таблицы интегралов и другие математические формулы. // М., 1973, (с. 8)

8. Основы цифровой обработки сигналов. Курс лекций / А.И. Солонина и др. // Изд. 2-е испр. и перераб., СПб, БХВ-Петербург, 2005, (с. 195-199, Рис. 3а, Рис. 3б, Рис. 3в).

Способ хранения частоты электрических колебаний мерой частоты может быть использован при создании прецизионных стандартов частоты и времени. Достигаемый технический результат заключается в уменьшении погрешности по частоте из-за систематического дрейфа частоты меры частоты. Способ заключается в том, что измеряют начальное отклонение частоты меры от частоты эталона на некотором начальном интервале Т₀. В конце интервала Т₀ корректируют частоту меры на величину измеренного начального отклонения и далее в течение некоторого интервала времени Т дополнительно осуществляют деление частоты сигнала меры, двухканальное аналого-цифровое преобразование сигнала меры в каналах основной частоты и деленной частоты с интервалом временной дискретизации, определяемой частотой сигнала дискретизации, формируемого из сигнала меры. Преобразования полученных цифровых выборок U₁(k), U₂(k) в квадратурные составляющие комплексных сигналов канала основной частоты U_1s(k), U_1c(k) и канала деленной частоты U_2s(k), U_2c(k), где k=0, 1, 2, 3…, - текущий номер выборок. Определяют фазу ϕ₁(k) сигнала канала основной частоты и ϕ₂(k) сигнала канала деленной частоты как аргументы комплексных чисел в соответствии с выражениями ϕ₁(k)=tg^-1(U_1s(k)/U_1c(k)) и ϕ₂(k)=tg^-1(U_2s(k)/U_2c(k)). Определяют разность фаз Δϕ₁(k)-ϕ₂(k) и вычисляют текущую величину коррекции частоты меры β(k)=-ƒ₀Δϕ(k)/πjk. Сравнивают значения β(k) с порогом β_пор, где β_пор - разрешающая способность управителя частотой меры, а коррекцию частоты меры проводят на величину - β(k_пор), где k_пор - значение номера текущей выборки, при котором |β(k)|≥β_пор. 4 ил.

Способ хранения частоты электрических колебаний мерой частоты, содержащий операции сличения частоты меры с частотой эталона ƒ₀ на протяжении начального интервала времени T₀, определения по результатам этих сличений начального отклонения Δƒ₀ частоты меры от частоты эталона, коррекции частоты меры на величину измеренного начального отклонения Δƒ₀ в конце интервала времени Т₀ и последующей дополнительной коррекции частоты меры на величину β на протяжении интервала времени Т, отличающийся тем, что дополнительно, на интервале времени Т, сигнал меры подвергают операциям деления частоты с коэффициентом k_d=2j+1, где j=1, 2, 3, …, двухканального синхронного аналого-цифрового преобразования в каналах основной частоты и деленной частоты с интервалом временной дискретизации, определяемым частотой ƒ_s сигнала дискретизации, синтезируемым из сигнала меры в соответствии с выражением ƒ_s=4ƒ₀/(2j+1), преобразования полученных цифровых выборок U₁(k), U₂(k) в квадратурные составляющие комплексных сигналов канала основной частоты U_ls(k), U_lc(k) и канала деленной частоты U_2s(k), U_2c(k), где k=0, 1, 2, 3..., - текущий номер выборок, определения фаз ϕ₁(k) сигнала канала основной частоты и ϕ₂(k) сигнала канала деленной частоты как аргументов комплексных чисел в соответствии с выражениями ϕ₁(k)=tg^-1(U_1s(k)/U_1c(k)) и ϕ₂(k)=tg^-1(U_2s(k)/U_2c(k)), определения разности фаз Δϕ(k)=ϕ₁(k)-ϕ₂(k), вычисления текущей величины коррекции частоты меры β(k)=-ƒ₀Δϕ(k)/πjk, сравнения значения β(k) с порогом β_пор, где β_пор - разрешающая способность управителя частотой меры, а коррекцию частоты меры проводят на величину -β(k_пор), где k_пор - значение номера текущей выборки, при котором |β(k)|≥β_пор.