Преобразователь код-частота Советский патент 1986 года по МПК H03M1/86 

Изобретение относится к вычислительной технике и может быть использовано в радиотехнике при построении цифровых синтезаторов частот с линейной характеристикой управления частотой.

Цель изобретения - повышение точности преобразователя за счет обеспечения высокой чистоты спектра выходного сигнала в широком диапазоне путем управления формой выходного сигнала (формирования трапецеидального выходного сигнала),

На фиг. 1 показана структурная электрическая схема преобразователя; на фиг. 2 - структурная электрическая схема декодирующей матрицы; на фиг. 3 - временные диаграммы.

Преобразователь код - частота (фиг. 1) содержит первый п-разрядный комбинационный сумматор, 1, п-разрядный регистр 2, выходную шину 3, первые, входные шины 4, тактовую шину 5, второй п-разрядный комбинационный сумматор 6, первый 7 и второй 8 блоки суммирования, выполненные каждый на (п-1) сумматорах 9 ,9,...,9 по модулю два, декодирующую резистив ную матрицу 10, вторые входные шины 1 1 .

Декодирующая матрица 10 (фиг. 2) содержит п-1 пар весовых входов, причем каждая весовая пара входов подключена через резисторы 12 к соответствующему узлу цепочки последовательно соединенных резисторов , начало и конец которой соединены с шиной нулевого потенциала.

Выходом декодирующей матрицы является точка соединения резисторов 13 и 13, который является выходной шиной 3.

Первые входы первого комбинационного сумматора 1 являются соответствующими первыми входными игинами 4, а вторые подключены к соответствующим выходам регистра 2, тактовый вхо которого является тактовой шиноГг 5. Первые входы сумматоров 9., первого и второго блоков 7 и 8 объединены и подключены к выходам п-го разряда соответствующих комбинационных сумматоров 1 и 6, вторые входы соответственно соединены с вЕ.1ходами остальнь х (п-1) разрядов соответственно nepBoi o 1 и второго 6 комбинационных сумматоров, а выходы соответ CTBefiHO подключены к первым и вторьм входам декодирующей резистиятюй мат

5

0

5

рицы 10, выход которой является выходной шиной 3. При этом первые входы второго комбинационного сумматора 6 являются соответствующим вторыми входными- шинами 11, а вторые входы объединены с соответствующими информационными входами регистра 5 и подключены к соответствующим выходам первого комбинацирнного сумматора 1. Преобразователь работает следующим образом.

На входных, шинах 4 установлено двоичное число по тактовой шине 5 поступают импульсы с периодом следования, равным . Б этом случае на выходах комбинационного сумматора 1 в фиксированные моменты времени, определяемыми моментом прихода тактовых импульсов, устанавливаются числа, определяемые следующим реку- рентным соотноишнием

Y (i)Y (i-1)+F(modN), (1) где 1- порядковый номер тактового

импульса на входе 5; V(i 1) состояние регистра 2, соот- . ветствующее предшествующему состоянию сумматора 1; - - емкость сумматора.

В результате этого на вьгходе комбинацирнного сумматора 1 (сумматор 1 совместно с регистром 2 образуют накопительный сумматор) образуется нарастающая числовая последовательность с крутизной, равной Г-, за один такт. Но так как емкость сумматора 1 5 кончена и определяется величиной N , то на его выходе не может быть чисел больше или равных N . Следовательно, будет получена пилообразная числовая последовательность, так как при У, (i-l) + имеем согласно (1) V(i-l)+F-K,

т.е. на вькодах комбинационного сумматора 1 устанавливается число У (i)4F и снова начинается накопление по каж- 5 дому такту. Сформированная таким образом числовая последовательность складывается на сумматоре 6 с некоторым двоичным числом { 0, , установленном на вторых входных 0 шинах 11 преобразователя. На вькоде комбинационного сумматора 6 формируется новая числовая пилообразная последовательность, числовое значение которой определяется согласно срав- 5 нению

0

0

Y,( ibX(tl G г-Y,U-1).

ca)

В общем случае последовательности y(i) и V (i) периодические с периодом, равным , и в течение Т укладывается ровно F зубьев пилы (фиг. За), Если восстановить контину- альную функцию из числовой последовательности отрезками прямых с крутизной F /т, проходящими через ординаты дискретной функции от V 0 , то получим непрерывную пилообразную функцию (фиг. За), период которой равен -р-, а амплитудам . Поскольку эта

функция в пределах периода линейна,

то сдвиг в любой момент можно определить из выражения

(3)

Таким образом, сложение с константой 9 по формуле (2) равносильно сдвигу функции V (i) в сторону опереже- ния на интервал согласно (3).

Из описанного можно сделать вывод что две числовые последовательности

) и V(i) отличаются друг от друга только фазовым сдвигом.

Для иллюстрации этого рассмотрим числовой пример для случая , , исходя из предложения, что при состояние регистра 2 нулевое (фиг. За), знаком + отмечены значе- ния Y(i), а знаком О - значение

Vj(i). Как видно из фиг. За, увеличение ординаты функции на 0 соответствует сдвигу, равному ut. Дальнейшее преобразование числовых последо

вательностей происходит в блоках 7 и 8

Выход старшего п-го разряда (фиг. подключен ко всем первым входам сумматоров 9 9. Следовательно, когд на п-ом входе блока 8(7) действует нуль, (п-1)-разрядное число передается на выход без изменений. При действии единицы число на выходе инвертируется. Таким образом, на выходах блоков 7 и 8 формируются новые числовые последовательности соответственно X(i) и .(г), значение которых в любой момент определяется из соотношения

V(i)w/2 при Y (i) N/2.

Восстановим теперь континуальную функцию по числовой последовательности отрезками прямых, проходящих через ординаты дискретных функций (0 и l,() и ограниченными значениями

иепии

y/.jY(t) , при

)-,(,)1

и X Причем при V(i)N/2

крутизна прямей должна составлять плюс F/Г , а для 4(i)$N/2 - минус F А (фиг. 36). В результате реализуется

5 0

5

0

5

Q

5

0

5

0

треугольная функция с

периодом F

N „ 1. раз1

махом N/2, смещенная на уровне у о

Так как преобразования чисел в блоках 7 и 8 абсолютно-идентичны, то соответственно и пилообразные функции X(i) и X,) будут сдвинуты друг относительно друга на интервал, определяемый из выражения (3).

Заключительным этапом формирования является аппроксимация дискретных функций с последующим их сложением, которые реализуются на декодирующей матрице 10. Особенность построения матрицы 10 (фиг. 2) заключается в том, что резисторы 12 выбираются равными 4 , резисторы 13, и 13 равными 2R и резисторы . равными R. Если величина R выбрана значительно вьш1е внутреннего сопротивления выходов блоков 7 и 8, то в этом случае весовая доля каждого разряда соответствует двоичному представлению выходного напряжения преобразователя (как в известных устройствах) . Таким образом, в результате аппроксимации и сложения двух пилообразных функций образуется трапецеидальная функция (фиг. ЗЬ), у которой длительность плоской вершины полностью определяется сдвигом между двумя образующими треугольными функ- .. циями. Подбором длительности плоской вершины или изменением величины Q можно варьировать уровнем спектральных компонентов для достижения требуемой спектральной чистоты сигнала. Так, например, при длительности плоской вершины трапеции, равной шестой части периода колебаний, в спектре трапецеидальной функции отсутствуют кроме нечетных гармоник, также 3, 9 и 15 и т.д. гармоники, а все следую- mjie гармоники имеют уровень по отношению к основной в К меньше, где К - порядковый номер гармоники. Это в свою очередь является подтверзвдением улучшения спектральных характеристик выходного сигнала, что повьшзает точность преобразователя.

Для исключения неискаженной передачи с формированного сигнала на выходе декодирующей матрицы 10 может быть включен выходной блок (усилитель) .с бoльпп м входным сопротивлением.

которое выбирается значительно больше R , чтобы не шунтировать выход декодирующей матрицы 10. В некоторых случаях возникает необходимость филь рации сигнала, тогда выходной блок может выполнять функции фильтра.

Таким образом, на выходе преобразователя формируется дискретный трапецеидальный сигнал с аппроксимированной ступенчатой функцией (см. фиг. 3() . Уровень частотных составляющих спектра такого сигнала зависи от величины 9 . Если исходить из упо,мянутого условия подавления гармоник то необходимо величину & выбирать равной N/6. Поскольку величина N определяется целой степенью числа 2, то 9 при этом состоит из целой и дробной частей. Между тем, значение

может подаваться на входные шины 11 только в виде целого числа, что приводит к возникновению формирований плоской части трапецеидальной функхщ Эта погрешность уменьшается по мере увеличения емкости N накопительного сумматора.

Формула изобретения

Преобразователь код - частота, содержаний первый п-разрядный комбинационный сумматор, первые входы которого являются соответствующими первыми входными шинами, а вторые - подключены к соответствующим выходам регистра, тактовый вход которого явля ется тактовой шиной, и второй п-разрядный комбинационньй сумматор, о т- личающийся тем, что, с целью повьШ1ения точности преобразователя , в него введены декодирующая 0 резистивная матрица и первый и второй блоки суммирования, выполненные каждый на п-1 сумматорах по модулю два, первые входы которых в каждом блоке сум1чирования объединены и под- 5 ключены к выходам п-го разряда соответственно первого и второго п-раз- рядных комбинационных сумматоров, .вторые входы соответственно соединены с выходами остальных (п-1) разрядов

0 соответственно первого и второго

п-разрядных комбинационных сумматоров, а выходы соответственно подключены к первым и вторым входам декодирующей резистивной матрицы, выход которой

5 является выходной шиной, при этом первые входы второго п-разрядного комбинационного сумматора являются соответствующими вторыми входными шинами., а вторые входы объединены

0 с соответствующими информационными входами регистра и подключены к соответствующим выходам первого п-разрядного комбинационного сумматора.

Фмг.1

Изобретение относится к вычислительной технике и позволяет повысить точность преобразователя за счет повышения чистоты спектра выходного сигнала путем управления его формой в широком диапазоне. При поступлении по тактовой шине на регистр импульсов тактовой частоты на выходах первого и второго п-разрядных комбинационных сумматоров образуются две ограниченные по величине нарастающие числовые последовательности, сдвинутые о дна относительно другой на период времени, соответствующий коду, поступающему на вторые входные шины. Крутизна первой последовательности определяется кодом на первых входных шинах. Полученные числовые последовательности далее преобразуются с помощью блоков суммирования, выполненных на поразрядных сумматорах по модулю два. Полученные дискретные функции далее аппроксимируются с последующим сложением на декодирующей резистивной матрице, на выходе которой (щина) образуется частотный сигнал трапецеидальной формы. 3 ил. с S (Л ND СО СО ьо СХ) ел

п-г /7-7

ад

М -|Тh-

- Й.2 Diz р

п-г

Фаг. Г

J-ft-

j,,,/y M M

иЛ /Л-/л о/д /Л

т/ у / у / Y / VY / V ,

, г If б в 0 12 / f ff f8 го гг Ъ

I

if

О 2 5 Я W f ft 75 и ff

гг 2

,

if

гг 2