Цифровой частотный модулятор Советский патент 1987 года по МПК H04L27/12 

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в передающих устройствах синхронных систем связи.

Цель изобретения - повышение точности формирования частотно-модулированного сигнала.

На фиг. 1 изображена структурная электрическая схема предлагаемого модулятора; на фиг. 2 и 3 - временные диаграммы.

Цифровой частотный модулятор содержит опорный генератор 1, двоичный счетчик 2, реверсивный счетчик 3, двоичный сумматор 4, блок 5 постоянной памяти, циф- роаналоговый преобразователь 6, фильтр 7 нижних частот.

Модулятор работает следующим образом.

Опорный генератор 1 и двоичный счетчик 2 представляют собой канал формирования кода фазы средней частоты выходных колебаний, а опорный генератор 1 и реверсивный счетчик 3 - канал формирования кода фазы сдвига средней частоты, т.е. величины девиации.

В двоичном сумматоре 4 из упомянутых кодов формируются коды фаз характеристических частот, отличающихся от средней частоты на величину девиации.

Блок 5 постоянной памяти, цифро- аналоговый преобразователь (ЦАП) 6 и фильтр 7 нил уних частот представляют собой устройство формирования синоусидального сигнала на выходе частотного модулятора.

Для удобства рассмотрения процессов формирования модулированных колебаний с помощью временных диаграмм предположим, что блок 5 постоянной памяти отсутствует и двоичный сумматор 4 связан непосредственно с ЦАП 6.

При таком упрощении на выходе ЦАП 6 вместо синусоидальных сигналов наблюдаются сигналы линейно изменяющегося напряжения, соответствующего фазе выходного сигнала, позволяющие проследить формирование модулированных сигналов.

В действительности на выходе ЦАП 6 напряжение возрастает не по линейному закону, а ступенчато. Однако уже при колич ест- ве разрядов ЦАП 6, равном восьми, число ступенек за период может быть сделано равным 256, что дает величину отношения сигнал/помеха около 40 дБ. При этом закон изменения напряжения можно считать линейным.

Рассмотрим в отдельности процессы формирования сигналов средней частоты, сигналов сдвига частоты и характеристических частот.

Выходы разрядов реверсивного счетчика 3 отсоединены от соответствующих входов двоичного сумматора 4. Сигналы с выхода опорного генератора 1 поступают на вход двоичного счетчика 2. В результате заполнения двоичного счетчика 2 на выходе сумматора 4 вырабатывается двоичный код чис0

5

0

5

0

5

0

5

0

5

ла, соответствующего текущей фазе выходного сигнала средней частоты. Так как значение кода с выходов двоичного счетчика 2 нарастает по линейному закону по мере поступления на вход счетчика тактовых импульсов с выхода опорного генератора 1, то сигналы с выхода ЦАП 6 в этом случае можно представить треугольной аппроксимацией. Выходные сигналы генерируемой частоты для этого случая изображены сплошной линией (фиг. 2а), где моменты t, ik+i, ..-,+« соответствуют заполнению двоичного счетчика 2.

Выходы разрядов двоичного счетчика 2 отсоединены от соответствующих входов двоичного сумматора 4, а выходы реверсивного счетчика подсоединены к соответствующим входам двоичного сумматора 4.

Управление направлением счета реверсивного счетчика 3 осуществляется поступающими на вход «Направление счета сигналами информации (фиг. 2в). При поступлении логической единицы осуществляется прямой счет, а при поступлении логического нуля - обратный счет. Так как при прямом счете значение кода с разрядов реверсивного счетчика 3 нарастает, а при обратном убывает по линейному закону по мере поступления на вход счетчика 3 тактовых импульсов с выхода опорного генератора 1, сигналы с выхода ЦАП 6 можно представить треугольной аппроксимацией (фиг. 26): в промежутке времени t, при поступлении на вход «Направление счета логической единицы, а в моменты времени после im - при поступлении логического нуля. Момент t/+i соответствует заполнению реверсивного счетчика 3 при прямом счете, а момент tp - при обратном счете.

Восстановим связи двоичного счетчика 2 и двоичного сумматора 4. Обязательным условием работы модулятора должно быть равенство максимальных амплитуд напряжения на выходе ЦАП 6 в каналах двоичного счетчика (фиг. 2а) и реверсивного счетчика 3 (фиг. 26). Это достигается выбором одинакового количества разрядов чисел, подаваемых на сумматор 4 как с двоичного, так и с реверсивного счетчиков 2 и 3.

На выходе сумматора 4 формируются коды фаз характеристических частот: к числам, поступающим с разрядов двоичного счетчика 2, добавляются возрастающие или убывающие по линейному закону числа с разрядов реверсивного счетчика 3 при прямом и обратном счете 3 соответственно.

В результате фаза колебаний на выходе ЦАП 6 в первом случае линейно обгоняет, а в другом линейно отстает от фазы средней частоты. При этом происходит сдвиг средней частоты на величину, определяемую набегом фазы:

A- ±i|Покажем процесс набега фазы несущих колебаний (фиг. 2а) при воздействии модулирующего колебания (фиг. 2в) в момент времени tr. В этот момент осуществляется прямой счет, происходит добавление чисел с реверсивного счетчика 3 (величина т, фиг. 26) к числам с двоичного счетчика 2. Заполняются все разряды сумматора 4 и в нем происходит сброс. Сумматор 4 обнуляется. Этот сигнал (фиг. 2а) обозначен пунктирной линией. С момента t, вновь начинается заполнение сумматора. Длительность периода новых колебаний меньше длительности периода несущих колебаний, т.е. частота становится выше (фиг. 2а).

С момента tm осуществляется обратный счет. Длительность периода новых колебаний становится больше длительности периода несущей,т.е. частота понижается.

Покажем, что сдвиг частоты равен частоте колебаний в канале реверсивного счетчика, т.е.

где fi - частота опорного генератора;

П2 - коэффициент пересчета (деления) реверсивного счетчика 3.

Для этого рассмотрим фиг. 3, где представлена часть временных диаграмм, изображенных на фиг. 2а и 26. Периоду колебаний средней частоты на выходе ЦАП 6 соответствует отрезок АВ. Периоду колебаний на выходе ЦАП 6, возникающих при работе только канала реверсивного счетчика, соответствует отрезок СЕ. Перид колебаний характеристической частоты изображен отрезком АВ на фиг. 3, где обозначено: М - максимальное число с выхода разрядов двоичного сумматора 4; m - величина, определяемая числом, добавляемым в сумматоре 4 из канала реверсивного счетчика 3 для осуществления сброса в ЦАП 6; Т| - длительность периода средней частоты выходных колебаний модулятора; Т2 - длительность периода характеристической частоты модуля..- тора при передаче логической единицы; тз - длительность периода колебаний канала реверсивного счетчика 3.

Заданными величинами являются:

45

т,

i,/u,

ОВ DE М и D,E, O|L .

Величина Т2 является искомой.

Из подобия треугольников CDE и СО|Е1Имеем

Цифровой частотный модулятор, содержащий опорный генератор, выход которого соединен со счетным входом двоичного счетчика и со счетным входом реверсивного счетчика, цифроаналоговый преобразователь, 50 выход которого подключен к входу фильтра нижних частот, отличающийся тем, что, с целью повышения точности формирования частотно-модулированного сигнала, введены последовательно соединенные двоичный сумматор и блок постоянной памяти, выходы

Из подобия треугольников АОВ и LOP имеем которого соединены с входами цифроаналового преобразователя, выходы двоичного

ОВ AB JV счетчика соединены с первыми входами

ОР LF TFTдвоичного сумматора, вторые входы котоСЕ

М тз

Здесь АВ т,, LP В,В т,- то.

Отсюда

т, М TI-Т2 m

Поэтому

Т|

Т|-Т2

В результате

TI Тз

тз

То

хар

Л JitiL

Т2

TI Тз

15

l/fo+ 1/ДР f l/fol/AF f«+AF.

Аналогично легко определить, что характеристическая частота при передаче логического нуля (с момента 1,„, фиг. 2) равна

f.vap§ fo- Др.

Восстановим связи блока 5 постоянной

памяти, в который предварительно в двоичной системе через определенный угол записаны дискретные отсчеты косинусоидального сигнала. Путем опроса адресов блока 5 постоянной памяти числами, поступающими с разрядов двоичного сумматора 4, происходит считывание и формирование на выходе ЦАП 6 синусоидального сигнала. Фильтр 7 нижних частот сглаживает имеющие место коммутационные выбросы.

Так как набег фазы выходных колебаний при модуляции определяется числом,

записанным в сумматоре 4 с разрядов реверсивного счетчика 3, а в момент перехода от логической единицы к логическому нулю. Это число остается неизменным (фиг. 26, точка t,,,), переход от одной характеристической частоты к другой осуществляется без разрыва фазы, благодаря чему информация передается без искажений и с высокой стабильностью частоты.

Формула изобретения

45

50

5 1336265

рого подключены к выходам реверсивного ционным входоммодулятора, выходом косчетчика, при этом дополнительный вход торого являетсявыход фильтра нижних реверсивного счетчика является информа- частот.

и,

т

/

/

/

L

о I йл+/ z-n

а

tK

n

it+1 tfTj tp

6

Фиг.г

tm

Фиг.З

Изобретение м.б. использовано в передающих устр-вах синхронных систем связи. Цель изобретения - повышение точности формирования частотно-модулированного сигнала. Устройство содержит опорный г-р-1, двоичный счетчик 2, реверсивный счетчик 3, ЦАП 6, фильтр 7 нижних частот. Вновь введены двоичный сумматор 4, блок 5 постоянной памяти. 3 ил. (Л со со О5 го Oi от (Pu2.1 6(}/ход