Способ управления непосредственным преобразователем частоты Советский патент 1990 года по МПК H02P7/28 

Изобретение относится к преобразовательной технике, в частности к системам управления преобразователями частоты с непосредственной связью, и может быть использовано для питания злектроприводов переменного тока и спецпотребителей, предъявляющих повышенные требования к качеству питающего напряжения.

Цель изобретения - повышение зф- фективности подавления низкочастотной модуляции выходного напряжения преобразователя путем компенсации влияния несимметрии параметров схемы.

На фиг. 1 представлена функциональная схема непосредственного преобразователя частоты и устройства для его управления; на фиг. 2 - эквивалентный треугольник напряжений несимметричной системы, приведенной к входу преобразователя; на фиг. 3 - схема блока задержки (а) и временные диаграммы его работы (б); на фиг. 4 - схема блока передачи данных; на фиг, 5 - регистр; на фиг. 6 - схема блока злементов ЗАПРЁТ; на фиг. 7 - схема блока злементов ИЛИ; на фиг. 8 - схема распределителя импульсов (а) и временные диаграммы его ра-. боты (б); на фиг. 9 - временные диаграммы, поясняющие принцип формирования импуль- сов управления ключами преобразователя в соответствии с предлагаемым способом.

VI

ON

О

Сущность изобретения заключается в следующем,

В преобразователе частсты с непосредственной связью, построенном по трехфаз- и о-о д н о ф а 3 н о и схеме н з полностью управл1чемых ключах с двусторонней проводимостью (фиг. 1), выходное напряженнее фор -1ируется на разностной частоте О-ш , где О s/t ш - соответст(зенно частоты уп- раеляющмх импульсов и питающей сети. При появлении несимметоии в трехфазной С1лстемо сетевого напряжения питзния, элементах силовой части пресбразователй или системы управления (обусловленной, например, разными временеми переключения Бенту лей), в выходно 4 на юяжении появляется составляющая второй боковой частоты Q-ba, вызывающая совмесгио с гармоникой основной частоты Q-u) биения - низ- кочасютную модуля 11,ию выходного напряжения. Введение М дополнительной иесимкетрии в систему управляющих импульсов эту составляющую можно подавить, Такой способ является наиболее эффективным, тзк как частоты Q; -а и Q Ч-w разли- незначительно w поэтог-ду решение задачи подавления второй боковой частоты путем вк/ночения резонансных фильтров в С, 1ловой цешА преобразова- вля оказывается незкоиоммчным, а в ряде случаев м неприемлемым, Указанная составляющая второй боковой частоты B-ffti s 13 вход ном нз г ряжении непосредстзенного г реабразо1зате- ля частоты Т ложет быть пр8дс;таЕ:./5ен8 в виде суммы трех векторов а 5, с , с бразующих разомки лгый треугольник нап я кений несимметричной системы (фиг, 2, 1/1х сумма R(t)/- 7i О, При полной симметрии схемы преобразователя и системы импупьсов управления Beiaopbi а,Ъ, с пропарцис;нальны напряже- кия ф,аз А, 3, С несимметричной питающей сети. Пр г аличи1 не(;имм1Этр-1 / в схеме преобразователя и se системе управления векторь IT, Ь, с пропсрциэнальны некоторым эквивалентным векторам А , В , С , учм- тывающим неси - метр11Ю и преобразователя, т,е. непосоедственно измерен ьг быть не могут, Отрегюк R(t) пропорционален зр шлитуде состг вляющей частоты Q + СУ в выходном иапрл;к8 -1ми преобразователе I- может быть измерен, например, путем выделения из cneKTj a выходного на- пряжемий с помощью резонэнсного фильтра,

С целью подавления низгсочастотной модуляции выходного напряжения необходимо свести к нулю указанный отрезок R(t), Это возможно путем изг/кзнений фаз управляющих импульсов кл(ОЧб1й преобразоватеи

5

ля. При этом изменяются также углы а и /3 на фиг, 2. Очевидно, что, повернув против часовой стрелки вектор Б до положения, обозначенного на фиг. 2 пунктиром, можно замкнуть эквивалентный треугольник напряжений и свести отрезок R(t) к нулю. В общем cjiyHae необходимо повернуть оба вектора а и b до замыкания треугольника. При этом примем, что а(, () -текущие значения углов а лВ а (0), ДО) - их начальные значения. Тогда можно зап исать (t) с - а cos а (t) - b cos (t)f + + b sin /3(t)- a sina(t)f a + b + c - 2ac X X cos Q(t) - 2 be -cos Дг) - 2 ab X (t)+,6(t),(1)

Задача заключается в том, чтобы, изменяя а (t) и Дг), свести R(t) к нулю. Продифференцируем (1) по t:

(t) + da(t)

R(,)

bc--4| i-sin/9(t) + ab

ULI /

dt

+

25

+

(t)(t), (2)

0

Положим, что в (2) скорости изменения

)

углоо w-r ны, т. е,

W «(

:&

const

dt

постоянW

. -st.

(3)

Тогда (2) можно записать в виде

R(t) - --acw ;sir(t) +

н- b с W и (t) -Ь а b ( wg-) (t)(t). (4)

Продифференцируем (2) по t. С учетом того, что

jL jLd)... п .

di2

-. f

X

dt получим

„..,. d R{t) , f d Я(1)т22

RW- - --K-gp- ac-

X cos a(t) -f b с , cos /9(t) +a b (

-bwp)2 (t)(t).(5)

Дифференцируя далее третмй и четвертый раз, получим

R(t) )(t)

-3т о

В5

X

dt

dR(t) Ж

dt -acw slnQ:(t)- b с wI sin/5(t)-a b (W(ji4- (i)+ft(l}

(6)

R(t)

d R(t). (t)

dt

|2

-+4

dt+ (t)- b с wn cos(t)-a b ( wg) x (t)+(t).(7)

Введение несимметрии в систему управляющих импульсов из условия полного подавления составляющей второй боковой частоты предполагает различные фазовые сдвиги в двух из трех фаз управляющих импульсов относительно первой. Так как в общем случае несимметрии в питающей сети и в схеме преобразователя величины фазовых сдвигов неизвестны, то определение этих фазовых сдвигов осуществляют путем решения системы уравнений (1), (4) - (7), составленной для разомкнутой системы векторов составляющих второй боковой частоты. Кроме уровня составляющей второй боковой частоты R(t), необходимо определить ее первую

dl

3t

.вторую

третью

(t)

dtи четвертую

производные. Таким образом, предлагаемый способ управления характеризуется следующим порядком действий. При нали- чии несимметрии в питающей сети или схеме преобразователя измеряют уровень составляющей второй боковой частоты R(t) на выходе преобразователя. Затем так как для решения указанной системы уравнений должны быть известны первая, вторая, третья и четвертая производные от R(t), для существования которых необходимо изменение R(t), то в систему управляющих импульсов вводят малую (пробную) несимметрию Да,АД что соответствует определенным значениям скоростей , Wft .В результате в системе из пяти уравнений оказываются неизвестными пять величин: а, Ь, с - модули напряжений сторон эквивалентного треугольника несимметричной системы, приведенной к входу преобразователя, и углы a(t), 3(t). Решая систему уравнений, находим эти неизвестные. При этом так как изменения углов Да малы, то найденные значения углов а (t), (t) соответствуют практически первоначальным значениям углов а (0), (0).

Для замкнутого треугольника PQS можно записать (фиг. 2) по теореме косинусов

% arccos

d +c -b 2 ас

ои

pk arccos

b

2 b с

где o:k,/Sk - конечные в момент замыгО- ния треугольника значения углов а и /9.

Тогда величины дополнительных фазовых сдвигов .-a{Q}, д |3k - ДО) определяютсяпо выражениям:

0

А а arccos

А/3 arcccs

а + с - - b

.(0);(9)

а с

2

(10)

2Ьс

Однако пробную неси.«м.трию Да и А/ вводят в систему управляющих импуяь- 5 сов лишь при наличии составляющей второй боковой частоты, пропорциоизльной R(t). Для этого напряжзние R(t) сравнивают с некоторым опорным нзпряжеимеги Uon (величину которого выбирают не ниже уровня 0 шумов в схеме) и при быпомнении неравенства R(t) Uon формируют разре;.иа;ош.ий сигнал из введение первоначальных сдви- гоа а. (0) и (0) в две из тре:: фаз системы импульсов управления, изменягощихсй с 5 одинаковыми скоростями сдвига и N величину которых опраделяют по появлению первой из четырех произр-одных.

Способ осуществляют следующим образом.

0 Hpii полной симметрии преобразовят г ля и параметров капряженмл питания DTO- рзй боковая частота Q + ш нулю. Так как величина R(t) Uon, то сугдестЕует запрет на взедение Ас л A/i и систем; у-прао- 5 ляющих импульсов оказывается тзкхе симметричной. При появлении состзЕ ЛЯЮ щей второй боковой частоты R(t) больше ;, чем величина опорного сигнала Uon, формируют разрешающий сигнал на введение до- 0 полнительной несммметрии в систему управляющих импульсов. Как правило, на практике такая несимметрий медленно изменяется во времени, поэтому в дальнейшем, рассматривая процессы в схеме, 5 будем считать, что уровень нес-имметрии не меняется. Так как изменение R(t) по времени отсутствует, то первая, вторая, третья и четвертая производные по-прежнему равны нулю. Для их появления в симметричную О систему управляющих импульсов в соответствии с разрешающим сигналом в две фазы из трех вводят указанную дополнительную несимметрию. Несимметрия преобразователя изменяется на малую величину. В ре- 5 зультате напряжение также начинает изменяться, что приводит к возникновению производных от его величины. После определения фазовых сдвигов Аа и A;S при помощи уравнений (1), (4) - (7), (9) и (10) их

вводят в систему управляюи41/(Х импульсов. Пока уровень составляющей второй боковой частоты на выходе преобразователя не снизится, величины необходимых фазовых сдвигов импульсов.управлений вычисляются и ВВОДЯТС8 а систему управляющих импульсов, корректируя В ыходное напряжение.

Непосредственный преобразователь I частоты (фмг. 1) для осуществления предлагаемого способа управления питается от трехфазной сети А, В, С с -iyгl8E.ьiм проводом О и построен по трехфазно-однофазной схеме на полностью управляемь8х ключах 2-4 с двусторонней проводимостью. Параллельно нагрузке 5 преобразователя подключен резонансньйй фильтр 6, настроенный на вторую боковую частоту Q Ч- о), выход которого подключен к входу преобразователя 7 переменного напряжения в знакопосто.я1н- ный уровень. Последовательно с преобразователем 7 включены блоки 8-11 дифференцирования, выходы которых, а также выход преобразователя 7 подсоединены к входам аналого-ц /|ф)ового преобразователя 12. Кроме того, выход преобразователя 7 соединен с одним из входов компаратора 13, на другой вход которого подается напряжение Don. Выход компаратора 13 подключен к первому входу первого элемента ЗИ 14, к двум другим входам которого подсоединены выход задающего генератора 15 и выход триггера 16. Выход задающего генератора 15 подключен также к входу делителя 17 частоты, выход которого подключен к одному из входов элемента 211 18 и к входу первого блоки 19 задержки. К второму входу элемента 2И 18 подключен выход триггера 16, Выход элемента ЗИ: 14 подсоединен к одним из входов элементов 2ИЛИ 20 и 21, а также к входу зналого-цмф- рового преобразователя 12. элеме - - та-2И 18 подключен к нулевому (Вх, О, а выход первого блока 19 задержки -- к единичному (Вх. 1) входам триггера 16. Кроме того, выход элемента 2И 1В соединен с входами первого и второго Блокоо 22 м 23 передачи данных и второго блока 24 задержки. Выходы цифрового кода ашзлого-цмфрОЕЮго преобразователя 12 чераз первый блок 22 передачи данных подключб .ны к первой группе входов вычисл 1/ггбльнсто устройства 25, выходы которого через третий блок 26 передачи данных соедЕ- нены с входами регистра 27. Выходы регистра 27 подключены к входам цифроаналогоэого преобразователя 28, а также через второй блок передачи данных к второй группе isxcmoe вычис/ и- твльнош устройства 25. К 11правлйюш;ену входу третьего блока 26 передачи данных

подключен выход второго блока 24 задержки. Выходы цифроаналогового преобразователя 28 подсоединены к оставшимся входам элементов 2ИЛИ 20 и 21. Устройство

содержит также распределитель 29 импульсов, а выходы элементоа 2ИЛИ 20 и 21 подключены к первые-, 30 и вторым 31 входам фазового сдвига блоков 32 и 33 элементов ЗАПРЕТ и ИЛИ.Трехфазный вход блока 32

элементов ЗАПРЕТ подключен к трехфазному выходу 34-36 распределителя 29 импуль- / сов, вход которого поди. к выходу задающего генератора 15. а выходы 37-39- к трехфазному зкоду блока 33 элементов

ИЛИ, фазные выходы К2. КЗ, К4 предназначены для подключения к управляющим входам 2-4 преобразователя 1.

Функциональная схема по фиг. 1 реализуется с помоидьи известных типовых устройств. Так. резонансный фильтр 6 может быть построен с помощью обычных LC-эле- ментов. Преобрйзо.затель 7 переменного напряжгн / я s знакопостоянныйуровень построен на основе обычного выпрямителя и

сглаживающего фильтра на выходе, блоки 8-11 дифференцирова1-;ия - на основе диф- ференцмрующего усилителя на операционном усилителе (мэпример, типа К140УД1А). Аналого-цифровой 12 и цифроаналоговый

28 преобразователи могут быть построены также на основе типовых микросхем, например типа К572ПВ1 для аналого-цифрового преобразователя 12 и типа К572ПА1 для цифроаналогового преобразователя 28.

Компаратор 13 реализован на микросхеме, например, типа К2.52СА1. Блоки 19 и 24 задержки представляют собой формиосзате- лм сигналов определенной длительности ts и построены, например, по схемам кипг-оеле с RC-времязадающей цепью, s тог-. числе с использование например. ivsi-iKpocxeMb типа К15БЛАЗ. Ва-оиантсхемы блока задержки представ1 ен на фиг.Зз. Блоки 22, 23 У 26 передачи данных преА --- овляют собой

набор элементов И, например, Hf: микросхемах типа К155ЛАЗ (фиг. 4), на одни входы которых исступззг /tмпyльc передачи данных UBX, а к .другим входа подсоединень. разрядные выходы источника двоичной инфоог шции QI - Q4 Вычислительное устройство 25 ,тОжет быть построено с использоБЗН -гем микропроцессорных комп- . тектов, например на основе микропроцессора типа КР580ИК80А. Регистр 27 тмповый блок, например, на микросхеме типа К155ИР13 (фиг. 5).

Возможные варианты исполнения блоков 32 и 33 ЗАП-РЕТ и ИЛИ представлены а ф|/1Г. 6 и 7 соо:-8етственио. Распределитель 31 импульсов может быть построен.

например, на микросхемах типа К155ИД7 по схеме демультиплексора (фиг. 8а).

Принцип работы схемы по фиг. 1 заключается в следующем.

Пусть составляющая второй боковой частоты Q + (У в нагрузке 5 непосредственного преобразователя 1 частоты отсутствует, что обусловлено, например, полной симметрией преобразователя и питающей сети А, В, С. Тогда напряжения на выходах резонансного фильтра б, преобразователя 7 переменного напряжения в знакопостоянный уровень и блоков 8-11 дифференцирования равны нулю. Код на выходе аналого-цифрового преобразователя 12 также равен нулю.

Так как нулевой уровень на выходе преобразователя 7 меньше по величине опорного напряжения Uon, компаратор 13 находится в нулевом состоянии и его нупе- вой выходной сигнал запрещает прохождение импульсов от задающего генератора 15 через элемент ЗИ 14. Нулевыми являются также коды в вычислительном устройстве 25, регистре 27 и цифроаналоговом преобразователе 28. Поэтому на элементы 2ИЛИ 20 и 21 импульсы не поступают ни от цифро- аналогового преобразователя 28, ни от элемента ЗИ 14. Б результате с выходов элементов 20 и 21 импульсы не поступают на входы 30 и 31 блоков 32 и 33 элементов ЗАПРЕТ и ИЛИ. Следовательно, цепочка; задающийгенератор 15, распределитель29 импульсов, блок 32 злементов ЗАПРЕТ, блок 33 элементов ИЛИ, работает в симметричном режиме, т.е. симмзтричные прямоугольные импульсы 34-36 (фиг. 9) с выходов 34-36 распределителя 31 импульсов, полученные от однофазной последовательности импульсов задающего генератора 15 (диаграмма 15 на фиг. 9), без изменения проходят через блоки 32 и 33, поступают на выходы К2-К4 блока 33 и далее на управляющие входы полностью управляющих ключей 2-4 преобразователя 1.

Пусть по причине несимметрии в питающей сети А, В, С или в схеме преобразователя 1 на выходе фильтра 6 появилась составляющая второй боковой частоты. На выходе преобразователя 7 возникает напряжение. Так как его изменение во времени отсутствует, то первая, вторая, третья и четвертая производные на выходах блоков 8-11 дифференцирования по-прежнему равны нулю. В том случае, когда уровень напря- жения на выходе преобразователя 7 становится больше Uon. то компаратор 13 переходит в единичное состояние и его выходной сигнал снимает запрещающий потенциал с первого входа элемента ЗИ 14. Однако очередной импульс с выхода задающего генератора 15 через элемент ЗИ i; хе проходит, так как на его третьем оходе остается второй запрещающий нулевой потенциал с выхода триггера 16. Импульс с

выхода задающего генератора 15 через делитель 17 частоты и первый блок 19 задержки поступает на единичный вход триггера 16 и опрокидывает его в единичное состояние. Время задержки первого блока 19 задержки выбирают больше длительности импульса на выходе генератора 15 (фиг. 36). так что этот же импульс через элемент 2И 18 не может вернуть триггер 16 в исходное нулевое состояние, Когда 16 переходит в единичноз состояние, разрешающий потенциал с его единичного выхода обеспечивает пропускание импульсов малой длительности (диаграмма 15, фиг. 9) от задающего генераторе 15 через элемент ЗИ

14 на первые входы логичес1а-|Х элементов ИЛИ 20 и 21 и далее на входы 30 и 31 блоков 32 и 33 элементов ЗАПРЕТ и ИЛИ. В резупь- тате по системе управления в две из трех фаз вводится малая несимйетрия. При этом

сначала в блоке 32 элементов ЗАПРЕТ симметричные импульсы 34-35 от распределителя 29 ипульсоз укорачиваются по переднему фронту по выходэ : 38 и 39 ( раммы 37 - 39, фиг. 9). з за- ем в бло. З

элементов ИЛИ удлинй.-отсй по задкаму фрон i-y по выходам К2 и КЗ (дизграгг- ы К2 - К4 . фиг. 9) на малую длительность импульса от задающего генератора 15. В рззу 1ьтагв (фиг. 9) длительность импульса упрзалеиир

К2 для ключа 2 увеличивается, для ключа 3 (диаграмма КЗО остазтся неизменной, а дая ключа 4 (диаграмма К4 } уменьшается. Таким образом, несимметрий преобразователя 1 изменяется на малую величину и,

следовательно, изменяется и уровень составляющей второй боковой частоты на нагрузке 5 и на выходе фильтра 6. Изменяется также уровень напряжения на выходе преобразователя 7. Появление дополнительной

несимметрии в системе управляющих импульсов преобразователя начинает проявляться в вь(ходном напряжении из нагрузке 5 не ранее чем через период частоты управления Q. Таким образом, скорости введения малых углов несимметрии можно представить в виде

W , ; W я . Ту / 1у

где Дг-длительность импульсов на выходе задающего генератора 15:

Ту - период импульсов управления.

Эти скорости постоянны, т. е. wgL, wa const. Считая для упрощения непосредственный преобразователь 1 частоты

безынерционным звеном, можно принять, что изменение несимметрии проявляется на выходе преобразователя 1 с тами же скоростями,

Импульсы малой длительностм от эле- 5 мента ЗИ 14 подаются также на вход аналого-цифрового преобразо $ателя 12.

При изменении постоянного уровня на выходе преобразователя 7 (в формуле (1) этому уровню соответствует функция F(t)} 10 появляются также на выходах блоков 8-11 дифференцирований первая, иторая, третья м четвертая производные от этого уровня (в

фop.yлax(4)-(7). .(tl.

dt

Все эти величины по20

25

dt dt

ступают на анэлого-цифроБой преобразователь 12, где преобразуются в цифровой код. Далее процессы в схеме протекают следующим образом. Следующий импульс от делителя 17 частоты через элемент 21/1 18, на первом входе которого дейст ует разрешающий потенциал с тр итера 16, проходит на нулевой вход зтого тр / ггера и возвращает его в )улевое состоянь е. Одновременно зтот импульс поступает на первый 22 и второй 23 блоки передачи из аналого- цифрового преобразователя 12 и регистра 27 в вычислительное устройство 25, В регистре 27 до этого времан1л хранился нулевой код, поэтому регистр 27 не оказывает влияние на код в вычислительном устройстве 25. В этом устройстве, пре,с1ставлпю1.цем собой специализированный зыч1 ::слитель, напри- мер, на мкгчро процессе ре реи.шю-тся системы уравнений (1), (4) - (7).( (10). Спустя время задержки, равное времени выполнения расчетных операций в вычислительном устройстве 25 и реализуемое с помощью второго блока,24 задержки, «импульс от элемента 2И 13 поступает на третий блок 25 передачи данных w передает цифровые коды, соотзетствующие величинам , Д/J, в регистр 27 и далее в цифроаналоговый пр€г- образователь 28. После цифроаналогового преобразователя 28 вел зчинь Да, А, уже в виде прямоугольных г глпупьсов с длительностями Aaf, l A./5t siooiBji TCTByioiMMMM r;o- воротам векторов а и i, при которых, величмия R(t) обращается в нуль, поступают на BTopbie входы элементоЕ 2МЛИ 20 и 21 и вводятся по входам 30 и 31 (диаграммы 30, 31 на фиг. S) в блок 32 эл€ :мёнтоБ ЗАПР ЕТ - 5 (диаграммы 37 - 39 на Фиг, 9) и блок 33 элементов ИЛМ |ди8грамкы К2 - К4 на фмг,9}; м, таким образом. всисте:(ууп :евляюи,1;/чхимпуль сов для ключей . Hps этом сначала в блоке 32 элементов ЗАПР ЕТ (. 6}

15

46

50

30

35

40

5

10

0

5

5

ричные импульсы 34-35 от распределителя 31 импульсов укорачиваются по переднему фронту на длительности .Да, Д/1,, ло выхо-. дам 38 и :3,9 (диаграммы 37 -- 39 , фиг, 9), а затег.-i в блоке 33 элег-лантоз ИЛИ (фкг, 7) удлиняются на те УАЗ длительности А а, А/3 по заднему фроиту по выходам К2, КЗ (диаграммы К2 - К4 фиг, 9). В результате полная нег,имр.1етрия преобразователя 1 из- р-1ен яется из углиз А а, А/3. уровень составляющей второй боковой частоты на нагрузке Б нач1,: -|уаг у леньшатьоя и спустя время установления становится равным нулю.

5 При опрокидывании G нулевое положение Tps-irreps 16 импульсом от элемента 2И 18 нулевым уровнем с его выхода запираются элементы ЗИ 14 и 2И 18, а и;;пульсы малой длителч- осг 1 от .л,его генератора 15 прекрпшают поступать на логические элег.-,енты и Г И 20 и 21, б-юки 32 v; 33 элементов ЗАПРРТ и ИЛИ м в сиогрму импульсов управления преобразователем частоты. Время задер ;; и первого блока, задержки 19 зысирают равным сумме вре- мани задерУ ки блокв 24, в течение которого в вычислительно.- устройстве 25 опредэяя- х;тся вельнины 1-:е1 бходимых фазовь х гов Аа, ,, в системе управления, и времени установления переходных процессов в преобразователе 1, в течение которого величина R(t) стэиоситсл рав.юй нулю, 8 этом случае компаратор 13 переходит в исходное нулевое со- тояние и спимается разрешение с пе.озого выхода элемента 3i/1 14, блокируя прохс;кдение через него .--ь пуль- сов от задающего гемератора 15. Спустя время задержки в блоке 19 импульс ci делителя 17частоты в1 свьопрокидыцает1р1/- -ер 16 в единичное состояние и за п ре i дающий потенциал с его выхода снимается с входов первого и второго логических , ЗИ 14 и 2И 18, Однако так как ;меит jl- 14 остается заперть;м от комгшрй го ;а к i/ш6 пульсы дпительчос . и -юрео ,:гЛ8мент не проходят и на несимметоиу з поеобразоЕ;гтеле 1 не злмяю : пульс от делителя част сты ;:;. вход триггера 16

0 5ГО к нулевое состояние, Од1и}зрг 5нчо

0

5

0

ИСВЫЬ; (

:::-сходмт

этот I iMnyibc 4S рез блоки 22 н 23 передачи передаот ,с,ь из аналогс-циф- pORorc преобразоЕ;ателя 12 и регистра 27 в о ;;числ / тельное устройство 25, Так как код п анапого-цифровом преобразователе при Rft) О и, следовательно, npvi

iiRiu.n LCO-n JiiJi&

-,. L ч.т

6t

(t)

df

0 также является нулевым, то в

вычислительное устройство 25 передается только код из регистра 27. Этот код соответствует предыдущему состоянию регистра 27 и представляет собой код величин Да, АД т.е. от вычислительного устройства 25 в регистр 27 спустя время задержки во втором блоке 24 задержки через третий блок 26 передачи данных передается прежний код величин Да, ДД Этот код через цифроана- логовый преобразователь 28, элементы 2ИЛИ 20 и 21, блоки 32 и 33 элементов ЗАПРЕТ и ИЛИ подтверждает прежние величины углов несимметрии Да, ДД ранее введенные в систему импульсов управления, и, следовательно, треугольник векторов остается замкнутым и величина R(t) 0. Если спустя время задержки в первом блоке 19 задержки процесс замыкания треугольника не закончится, т. е. на выходе преобразователя 1 уровень составляющей второй боковой частоты не будет равным нулю, т. е. на выходе преобразователя 7 постоянное напряжение не равно нулю, то компаратор 13 остается в единичном состо- янии. Спустя время задержки, когда импульс от первого блока 19 задержки установит триггер 16 вновь в единичное состояние, элементы ЗИ 14 и 2И 18 открыр .ются и процессы в схеме повторяютс ; описанной псследовательнссти. К концу цмклз уровень составляющей второй боковой частоты в нагрузке 5 преобразователя 1 еще больше уменьшается. Эти циклы повторяются до тех пор, пока уровень составляющей второй боковой частоты на выходе преобразователя 1 не снизится настолько, что постоянное напряжение на выходе преобразователя 7 станет меньше Uon. После этого, импульсом от первого блока 19 задержки триггер 16 устанавливается с нулевое положение и остается в нем до тех пор, пока в результате появления возмущения уровень составляющей второй боковой частоты г4а выходе преобразователя 1 вновь не возрастет настолько, что постоянное напряжение на выходе преобразователя 7 станет больше Uon. Тогда процессы начинают повторяться 6 указанной последовательности. Предлагаемый способ управления не- посредствениь .р преобразователем частоты по сравнению с известным позволяет подавить низкочастотную модуляцию выходного напряжения, вызываемую несимметрией Е схеме самого преобразователя и в системе управляющих импульсов, и при применебчии в сочетании с фильтрацией в.ы- ходного напряжения существенно снижает

массогабаритные показатели фильт,у ;ощих устройств.

Формула изобретения

Способ управления непосредственным

преобразователем частоты, построенным по трехфазно-однофазной схеме на полностью управляемых ключах с двухсторонней проводимостью, при котором формируют

несимметричную трехфазную систему импульсов управления этими ключами путем введения фазовых сдвигов ДаиДуЗ в две из трех фаз системы импульсов управления, отличающийся тем, что, с целью

повышения эффективности подавления низкочастотной модуляции выходного напряжения преобразователя путем компенсации влияния несимметрии схемы преобразователя, выделяют составляющую

второй боковой частоты в спектре выходного напряжения, преобразуют эту составляющую в знакопостоянное напряжение R(t), величина которого прямо пропорциональна огибающей составляющей- второй боковой

частоты, формируют сигналы, пропорциональные первой, второй, третьей и четвертой производным

dR(t)

dt

JR ft) . d R (t) . d R (t) dt dt dt

L T ЭТОГО знакопостоянного напряжения, nn- раделчют велич1и(Ы а, b, с, а 0). Д 1.0 ы фазовые сдвигу; из с СТй№1Ы уравнений

R(t) 3 -:- + с - 2зс х X cos o(t) - 2 be -cos Дт) - 2 ab X

(t}+j3{t):

R(t)(t) +

-f b с w psin/S (t) +ab (W(i4- -bWp)(t)-f(t);

й/чл

r(:j -

.i5.ii+f)

X COS a(t) + b с w cos yS(t) +a b ( + w (t)+j5(t).

R.,) .

df

dt

50

x-im - -acwisina(t)cit

5

bc.w| (t)-ab(w5i-{- -h w«)3 sin c(t) (t);

t A .. j .

(0 , . )

+з.1:Ай112

dt

+

- - a с w cos a (t) - b с w , cos/5(t) -a b (

dt

(t)(t);

Да arcQDs

a2+c2

(о)

.,

,2;

.2 .

АД - arccos ... - (0).

где a, b, с -- модули напряжений сторон эквивалентного треугольж/ика напряжений несимметричной системы, приведенной к 8ХОДУ преобразователя; о; (0), /8 (0) начальные фазовые сдвиги,

причем упомянутое знакопостоянное напряжение R(t) сравнивают с опорным напряжением и при превышении им последнего формируют разрешающий сигнал на формирование начальной дополнительной последовательности несимметричной трехфазной системы импульсов управления с начальными фазовыми сдвигами а (0) и/5(0) с изменяющимися

одинаковыми скоростями сдвига и wp. величину которых определяют по появлению первой из упомянутых четы- ре: производных.

Изобретение относится к преобразовательной технике, в частности к преобразователям частоты с непосредственной связью, и может быть использовано для питания электроприводов переменного тока и спецпотребителей, предъявляющих повышенные требования к качеству питающего напряжения. Использование предложенного способа управления позволяет повысить эффективность подавления низкочастотной модуляции выходного напряжения путем компенсации влияния несимметрии параметров схемы. Способ заключается в измерении уровня составляющей второй боковой частоты в спектре выходного напряжения, введении первоначальных фазовых сдвигов с произвольными, например, одинаковыми скоростями сдвига, измерении первой, второй, третьей и четвертой производных от функции изменения уровня составляющей второй боковой частоты и определении дополнительных фазовых сдвигов, необходимых для подавления указанной составляющей, второй боковой частоты, четыре ее производные, значения модулей векторов эквивалентной трехфазной несимметричной системы напряжений питающей сети и величины указанных первоначальных фазовых сдвигов. 9 ил.

.1

С фиг,2

S

Фi/г.J fil™, , SJ-, fit.

Т Т Т

fl/вг ffj fl4

.

5 я 07 OS QS SS QS SI Q1

Ф Ф Ф Ф ФФ Ф f Ф tlf 23 22 2J 20 19 18 | У7 } yg j 15 У I 7JI

KISSHPIS

TTTVTTTVnTl

50 /7 e / 7 г 02 S3 Q3 Фйг.У

5/

i/ 4fw

.

.., -Д BW Mb tlUMIJ

- - -зав.. f

-i

Ir

34 о..3S оS9

3S o ..В

J7

//

38

31

39

Фиё, 7

1 J т

Kissmi

Si

ft

111

г| 7

I cv 3(imifCuut9Q L.JL.J 3efM/}omffpa(f/imtff}

f

17

&

Jl

tf

кг

Я«

Iha Sfxmo №

и fl 11

x

д

1Ц-4

л

I

Ы

1

я

11

ii |.|

11

Ш