Синхронно-фазовый фильтр Советский патент 1993 года по МПК H03H7/01 

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в аппаратуре систем связи с фазовой манипуляцией (ФМ).

Целью изобретения является,повышение помехоустойчивости и расширение частотного диапазона.; На фиг,1 представлена структурная электрическая схема синхронно-фазового фильтра; на фиг.2 - временные диаграммы; иллюстрирующие работу устройства;:;

Синхронно-фазовый фильтр содержит первый и второй квадратурные каналы t и2, каждый из которых содержит первый перемножитель 3, фильтр 4 и второй перемножитель 5, управляемый генератор 6, сумматор 7, первый и второй квадраторы 8й9, дополнительный Сумматор 10, пиковый детектор 11, первый компаратор 12, генератор 13 тактовых импульсов, первый, второй и третий элементы И 14. 15 и 16, элемент ИЛИ 17, реверсивный счетчик 18, цифроаналрговый преобразователь 19. датчик частотной расстройки 20, включающий компараторы 21 и 22 первой и второй цепей соответственно, и D-триггеры 23 и 24 первой и второй цепи

соответственно и Ёычитатёль 25, блок выборки запоминания 26, четвертый компаратор 27, фильтр нижних частот 28, а также второй и Третий компараторы 29 и 30, а также умножитель частоты 31.

Устройство работает следующим обра. ;ЗОМ.- .. / . . / . -.

Пусть на вход умножителя частоты 31

пбступает пакетный фазбманипулирЬванный сигнал Saxна несущей(частоте «оь, кото рая MpjkeT в некоторых пределах изменяться

: от пикета; к пикету (так, например в системе с;вязй INTELSAT-V TDMA разброс частоты сигнала от пакета к пакету может составлять

до 6 кГц), Поэтому сигнал на входе устройства целесообразно представлять на интервале длительнбсш пакета в виде

SBX Aicos(ubt + 2jn/M)+N(t). (1)

где М - число позиций фазовой манипуляции;

,. - целое число из множества (1,2,....М), определяющее передаваемый символ сообщения,AI - амплитуда сигнала:

ел

С

vi

ю

00

00

00

о

N(t) - аддитивный белый Гауссов шум, с односторонней спектральной плотностью.

Умножитель частоты 31 производит нелинейное преобразование входного ФМ сигнала, в результате чего на его выходе выделяется M-я гармоника входного сигнала, имеющая вид

SM А2 cos (M & о 2 л I) -t- NiCt), (2) где АЯ-амплитудный множитель; - .

(t)-аддитивный шум на выходе умножителя 31 частоты; : ,v

Из формулы (2) видно, что сигнал на выходе умножителя 31 частоты не имеет манипуляции фазы, а представляет собой синусоидальное колебание (на интервале длительности пакета) с добавкой в виде шумовой компоненты. При этом мощность шума №(t) на выходе умножителя частоты 31 . превышает мощность шума N(t) на входе умножителя частоты 31 в М2 раз. Это следует из.того факта, что каждое удвоение частоты сигнала увеличивает мощность шумовой составляющей на 6дБ (или в 4 раза), Следовательно, в случае удвоения частоты, мощность шума возрастает в 4 раза. при учетверении - в 16 раз, а при умножении частоты в М раз мощность шума увеличится в М2 раз. Далее сигнал (2) поступает на объединенные входы первых перемно- жителёй 2. На другие их входы поступают сигналы с выхода управляемого генератора 6. При этом на вход первого перемножителя 3 первого квадратурного канала поступает сигнал вида

Sr.2 COSW11

а на вход первого перемножителя 2 второго, квадратурного канала сигнал вида

.Sr e-2 sin со t, (4) где ом - частота собственных колебаний управляемого генератора. После умножения сигнала (2) на сигналы (3) и (4) в соответствующих перемножителях и пренебрегая составляющими с суммарной частотой, получим на выходах первых перемножителей 2 первого и второго квадратурных каналов соответственно

.iSc - SM Sr Аа cos (Mco о - w i) t + . (5) jSs 5м5г - -A sin (М .а) р - о 1) t + -2Mi (t) in Wi t, -л С6)

ч Дальнейшую работу устройства рассмотрим последовательно для трех различных условий. ;

v 1. Априорная неопределенность несущей частоты сигнала очень мала, то есть:

AUJ М ftfe - ю 0 и значительно меньше по величине, чем полоса пропускания (On фильтров 4.

При этом первые слагаемые выражений

(5) и (6) имеют частоту меньше полосы пропускания фильтров 4, и, следовательно,.бес- препятственно проходят через них. Вторые слагаемые представляют собой перенесенную в область нулевых частот компоненту

шума. Ширина спектра шума равна скорости передачи информации, тогда как полоса пропускания фильтров 4 имеет в 100-1000 раз меньшую величину. Следовательно, шумовая компонента на выходах фильтров 4 в

100-1OOS раз меньше, чети мощность шума на их входах-Обозначив шумовую компоненту, отнесенную к частоте М и в выражениях (5) и (б)), через N2(t), получим сигналы на выходах фильтров 4 и первого

второго квадратурных каналов соответственно: : .-.. . ., . . : . . :

Sc Аа cos {M )i) t + + 2 N2 (t) cos fl)i t;

Ss - Аг Stn (M (Do - У1) t +

+ 2 N2(1)sinwit.

() u(8)

30

35

40

Сигналы с выходов фильтров 4 поступают на соответствующие входы вторых перемножителей 5, на другие входы которых поступают сигналы (3) и (4). При этом на выходах вторых перемножителей 5 первого и второго квадратурных каналов получим соответственно:

ScSr Аа cos (М Юо - 2 o)i) t + . г:,1

+ А cos М Шо t + 4N2(t) cos2 со t (9)

Ss Sr -Аа cos {M (DO - 2 ),t +

+ Aa cos M fife t + 4 N2(t) sin2 ш t. (10)

45

После суммирования сигналов (9) и (10) в сумматоре 7 получим

Sz 2 Аа cos Mahi + 4-N2(t). (11)

Из выражениями) видно, что мощность шума на выходе сумматора 7 существенно уменьшается по сравнению с мощностью

шума на выходе умножителя частоты 29. Величина полученного улучшения отношения сигнал-шум численно равна отношению ширины спектра исходного ФМ сигнала к полосе пропускания фильтров 4.

2. Начальная расстройка несущей частоты сигнала немного меньше полосы пропускания частоты среза фильтров 4, то есть: |Дсо| .

Работу устройства в такой ситуации удобно проиллюстрировать с помощью

временных диаграмм, приведенных на фиг.2.

Сигналы, определяемые выражениями (5) и (6), поступают на входы соответствующих фильтров 4. При этом, поскольку частота биений До М w0 - fiJi сравнима с частотой среза фильтров, сигналы на их выходах приобретают некоторую задержку, которая на выходе устройства преобразуется в фазовый сдвиг восстановленной несущей, что является нежелательным. Кроме того, при этом снижается уровень полезного сигнала (из-за близости к граничной частоте фильтра) и возрастает уровень шума (вследствие возникающей асимметрии спектра). Сигналы на выходах фильтров 4 первого и второго квадратурных каналов показаны на фиг.2, кривые а и б соответственно. На временных диаграммах изображены сигналы от двух пакетов, при этом для первого пакета Aw 0, а для второго ЛйК 0. Как видно из выражений (7), (8), а также фиг,2 изменение знака Aw не оказывает влияния на фазовый сдвиг сигнала на выходе фильтра 4 первого квадратурного канала, тогда как на выходе фильтра 4 второго квадратурного канала сигнал изменяет свою фа- .зуна180°.

Эти сигналы поступают на входы компараторов 21 и 22, где преобразуются в импульсные последовательности типа меандр. На фиг.1 в, г и д изображены временные диаграммы сигналов, соответственно, на прямом.выходе компаратора 22 на его инверсном выходе и на выходе компаратора 21. Сигнал с выхода компаратора 21 поступает на информационные входы D- триггеров 23 и 24 (фиг.2д), а на их тактовые входы поступают импульсные последовательности с соответствующих выходов компаратора 22, D-триггер осуществляет запись состояния на информационном входе при положительном перепаде (изменении состояния от низкого уровня к высокому): на его тактовом входе. Сигналы на выходах D- триггеров 23 и 24 представлены на фиг.2е и ж, соответственно. Видно, что при , на выходе D-триггера 23 формируется высокий логический уровень, а на выходе D- триггера 24 - низкий. При Aw 0 высокий уровень формируется на выходе D-триггера 24, а низкий - на выходе D-триггера 23. После вычитания полученных сигналов в вы- читателе 25 сигнал на его выходе имеет вид фиг.2з. Видно, что сигнал на выходе вычи- тателл 25 содержит информацию о знаке частотного рассогласования устройства.

В то же время сигналы (7) и (8) поступают на входы соответствующих квадраторов 8 и 9.

Пренебрегая для простоты шумом, на выхода квадраторов 8 и 9 имеем

S2C A2 cos2 Awt. S2s A2sio2 Awt.

(12)

(13)

После выполнения суммирования в дополнительном сумматоре 10 получим

10

с2 с2 Л2 о s - Ь с А .

(14)

Из формулы (14) видно, что сигнал на выходе дополнительного сумматора 10 имеет смысл мощности полезной составлягощей. Из-за наличия шума в выражении (14) появится флуктуационная компонента. Естественно, что в паузах между пакетами сигнал на выходе дополнительного сумматора 10 соответствует мощности шумовой составляющей. Данный сигнал, показан на фиг.2и, Сигнал с выхода дополнительного сумматора 10 поступает на третий компаратор 27, имеющий порог срабатывания А /2 (показан на фиг.2и - пунктирной линией). В

результате, получим нормированный по уровню сигнал огибающей пакетов (фиг.2). Данный сигнал поступает на управляющий вход блока выборки - запоминания 26. При этом, при наличии пакета, производится вы борка, то есть сигнал со входа блока 26 беспрепятственно проходит на его выход, а в случае отсутствия пакета блок 26 переводится в режим хранения (фиг.2).

Такое решение позволяет исключить;

воздействие шумовой компоненты в паузах между пакетами, что особенно важно при слабой информационной загрузке (когда количество пакетов невелико).

Сигнал с выхода блока выборки-запоминания 26 поступает на вход фильтра 28. который осуществляет усреднения полученного напряжения, а с его выхода - на прямой вход второго компаратора 29 и на инверсный вход третьего компаратора 30.

Пороги срабатывания компарзтороп 29 и 30 показаны на фиг.Зл пунктирными линиями, при этом линия на уровне -)- А соответствует второму компаратору 29, а линия на уровне - А третьему компаратору 30.

Из фиг.2л видно, что при А а) 0 сигнал на входе второго компаратора 29 превыша- ет установленный порог, формируя на его выходе сигнал высокого логического уровня. Данный сигнал, поступая на вход третьего элемента И 16, разрешает прохождения импульсов с генератора 13 на вычитающий вход реверсивного счетчика 18, код на выходе которого начинает уменьшаться. Это приводит к уменьшению напряжения на выходе цифроаналогового преобразователя 19, которое поступает на управляющий вход управляемого генератора 10, изменяя его частоту до тех пор, пока не будет скомпенсирована частотная расстройка устройства.

При До 0 на выходе третьего компаратора 30 формируется высокий логический уровень, в результате чего импульсы с выхода генератора 33 через второй элемент И 15 и элемент ИЛИ 17 поступают на суммирующий вход реверсивного счетчика 19. В результате, напряжение на выходе блока 19 увеличивается до тех пор, пока не компенсируется частотная расстройка устройства..

После компенсации частотной расстройки устройство обеспечивает эффективную работу, обеспечивая высокое отношение сигнал-шум восстановленной несущей, как показано в п.1.

3. Начальная расстройка несущей частоты сигнала превышает полосу, пропускания фильтров 4, то есть |До)| (On.

В этом случае сигнальные компоненты в выражениях (5) и (6) оказываются существенно подавленными на выходах фильтров 4. Следовательно, напряжение на выходе дополнительного сумматора 10, характеризующее мощность сигнала, также будет существенно ниже, чем в случаях, описанных в пп.1, 2, Данный сигнал поступает.на вход пикового детектора 11., обеспечивающего нечувствительность устройства к интервалам между пакетами и к быстрым флуктуа- циям мощности сигнала. Напряжение с .выхода пикового детектора 11 поступает на вход четвертого компаратора 27, в. котором установлен порог немного меньше, чём мощность сигнала при малой частотной рас- стройке(п.п,1,2). Но поскольку в данном случае мощность сигнала существенно снижена, то сигнал с выхода пикового детектора 11 не превышает установленного рогового уровня и на выходе первого компаратора 12 формируется сигнал высокого логического уровня, который поступает на вход первого элемента И 14 и разрешает прохождение импульсов с генератора 13 через элемент первый И 14 и элемент ИЛИ 17 на суммирующий вход реверсивного счетчика 18.

В результате воздействия на частоту управляемого генератора 10 обеспечивается поиск во всем диапазоне неопределенности. Отметим, что зона поиска в данном случае ограничена только диапазоном перестройки управляемого генератора 10 и может быть выбрана весьма большой.

После того, как в результате поиска, величина частотной расстройки Дш станет меньше полосы пропускания фильтров 4, мощность сигнала на выходе дополнительного сумматора 10 существенно увеличится, что приведет к срабатыванию первого компаратора 12, на выходе которого появится сигнал низкого уровня, который запретит прохождение импульсов с генератора 13 через первый элемент И 14.

Так как при этом величина частотной расстройки станет меньше полосы пропускания фильтров 4, устройство обеспечит дальнейшее функционирование в соответствии

с алгоритмом, изложенным в п.2 и п.1,

Формула изобретения Синхронно-фазовый фильтр, содержащий два квадратурных канала, каждый из

которых выполнен в виде последовательно . соединенных первого перемножителя, фильтра и второго перемнржителя, а также сумматор, входы которого подключены к выходам квадратурных каналов, датчик частотной расстройки, входы которого подключены к выходам фильтров каждого квадратурного канала, фильтр нижних частот, подключенный к выходу датчика частотной расстройки, и управляемый генератор, выход и квадратурный выход которого подключены к другим входам перемножителей одного и другого квадратурных каналов соответственно, отличающийся тем, что, с целью повышения помехоустойчивости и

расширения частотного диапазона, в него введены-первый и второй квадраторы, входы которых подключены к выходам фильтров каждого к-вадратурного канала, последовательно соединенные дополнительный сумматор, входы которого подключены к выходам первого и второго квадраторов, пиковый детектор и первый компаратор, последовательно соединенные реверсивный счетчик и цифроаналоговый

преобразователь, выход которого подключен к входу управляемого генератора, последовательно соединенные генератор тактовых импульсов, первый элемент И и элемент ИЛИ, выход которого подключен к

одному входу реверсивного счетчика, второй элемент И, выход которого подключен к другому входу элемента ИЛИ, третий элемент И, выход которого подключен к другому входу реверсивного счетчика, второй

компаратор, включенный между выходом фильтра нижних частот и одним из входов третьего элемента И, третий компаратор, инверсный вход которого подключен к выходу фильтра нижних частот, а выход - к одному из входов второго элемента И. блок

выборки-запоминания и четвертый комп.а- ратор, включенный между выходом дополнительного сумматора и управляющим входом блока выборки-запоминания, при этом фильтр нижних частот подключен к выходу датчика частотной расстройки через блок выборки-запоминания, а датчик частотной расстройки выполнен в виде двух цепей, каждая из которых выполнена в виде последовательно соединенных компарато0

ра и D-триггероб, причем тактовый вход 0- триггера первой цепи подключен к выходу компаратора второй цепи, тактовый вход D- триггера второй цепи подключен к инверсному выходу компаратора первой цепи, и вычитателя, входы которого подключены к выходам О-триггеров, цепей, при этом выходы компараторов цепей являются входами датчиками частотной расстройки, а выход вычитателя - его выходом.

Использование: радиотехника, аппаратура связи с фазовой манипуляцией. Сущность изобретения: о синхронно-фазовом фильтре достигается повышение помехоустойчивости и расширение частотного диапазона как благодаря обеспечению поиска сигнала и устойчивого слежения за ним. так и благодаря тому, что уменьшено влияние шумовой компоненты в паузах между сигналами. 2 ил.

Фиг/

X7;.V-; V - ч /у -/Ч /

47 ЧУ V

Л. /л /N

v V....-V-.

- -. , - .. . - f.-

47 ЧУ V

Л. /л /N

V....-V-.

#tn.Ј