СПОСОБ ИЗМЕРЕНИЯ РАССТОЯНИЯ РАДИОДАЛЬНОМЕРОМ С НЕПРЕРЫВНЫМ ИЗЛУЧЕНИЕМ ЧАСТОТНО-МОДУЛИРОВАННЫХ РАДИОВОЛН (ВАРИАНТЫ) Российский патент 2007 года по МПК G01S13/34 G01S13/38 

Изобретение относится к области измерительной техники, в частности к измерению расстояния, например, в закрытых резервуарах, и основано на принципе радиолокации с непрерывным излучением и частотной модуляцией зондирующего сигнала.

Известен радиолокационный способ измерения расстояния с непрерывным частотно-модулированным излучением зондирующего сигнала, основанный на подсчете числа периодов сигнала разностной частоты (СРЧ) на периоде модуляции [1, стр.95, 96]. Недостатком указанного способа является низкая точность измерения расстояния.

Известен радиолокационный способ измерения расстояния с непрерывным частотно-модулированным излучением зондирующего сигнала, основанный на спектральном анализе сигнала СРЧ [2, стр.324; 3]. Для ряда случаев указанный способ также имеет недостаточную точность измерения расстояния.

Известны радиолокационные способы измерения расстояния и параметрические способы обработки сигналов [4, 5]. Недостатком указанных способов является необходимость высоколинейного закона модуляции.

Известен радиолокационный способ измерения расстояния с корреляционной обработкой СРЧ, когда СРЧ сравнивается с его копией задержанной по времени на заданную величину [6, Стр.367; 7, стр.107; 8].

Все известные способы измерения имеют общие взаимосвязанные недостатки, которые обусловлены периодической частотной модуляцией в ограниченном диапазоне. Первый недостаток заключается в том, что в момент пересечения частотной зависимостью принятого эхосигнала частотной зависимости зондирующего сигнала в СРЧ возникают скачки фазы. В эти моменты (их принято называть «зоной обращения») производная СРЧ имеет разрыв. Из-за того, что схемы обработки СРЧ имеют частотно-зависимые цепи или реактивные элементы, в них возникают амплитудные и фазочастотные (АФЧ) искажения сигнала и переходные процессы. Переходные процессы в правильно выполненных схемах быстро затухают, но неизбежно присутствуют и искажают обрабатываемые СРЧ и, соответственно, приводят к погрешностям измерений при любых способах обработки сигналов и снижению разрешающей способности. Искажения СРЧ из-за переходных процессов проявляются, в частности, в непостоянстве периодов СРЧ. Влияние помех тоже приводит к непостоянству периодов СРЧ. Тем самым переходные процессы затрудняют определение причины искажений. Снижение разрешающей способности, т.е. способности выделения сигнала зондируемой поверхности от помех, например, элементов конструкции материала, в свою очередь увеличивает погрешность. При спектральной обработке СРЧ снижение разрешающей способности обусловлено расширением спектра сигнала, а при использовании известных методов высокого разрешения, основанных на линейных моделях, например, метода максимального правдоподобия (ММП) [4; 5; 9, стр.483] и других, снижение разрешающей способности и увеличение погрешности обусловлено несоответствием реально выделенных СРЧ идеализированным математическим моделям сигналов, используемых в качестве эталонов.

Погрешности, вызванные переходными процессами, невозможно выделить в виде систематических, т.к. параметры переходных процессов зависят от входных воздействий, которые в свою очередь зависят от изменяющихся расстояний до отражателей.

Второй недостаток, обусловленный ограниченным диапазоном модуляции, наличием частотно-зависимых цепей и, следовательно, АФЧ искажениями сигнала, заключается в том, что генерируемый частотно-модулированный сигнал сопровождается паразитной амплитудной модуляцией (ПАМ). В результате СРЧ также промодулирован по амплитуде. Прохождение амплитудно-модулированного сигнала по частотно-зависимым цепям приводит к смещению положения максимума спектра. В результате возникает погрешность измерения, которую также нельзя учесть как систематическую, т.к. параметры ПАМ меняются при изменении температуры, старении элементов и других факторов.

Известен малочувствительный к АФЧ искажениям сигнала частотный дальномер [10], в котором реализован способ измерения расстояния [11] (прототип) радиодальномером с непрерывным излучением частотно-модулированных радиоволн, включающем генерирование радиочастотного сигнала с симметричной периодической частотной модуляцией, излучение радиоволн в направлении зондируемого материала, выделение части генерируемого сигнала, прием эхо-сигнала и смешивание его с выделенной частью генерируемого сигнала, выделение низкочастотных составляющих результирующего сигнала разностной частоты (СРЧ), усиление выделенного СРЧ схемой обработки СРЧ, вычисление времени распространения радиоволн, вычисление расстояния и адаптацию диапазона модуляции для получения СРЧ без скачков фазы в «зоне обращения». В результате следовало бы ожидать исключения переходных процессов. Однако на вход приемника дальномера обычно приходят эхо - сигналы от множества отражателей и, в том числе, от неоднородностей антенно-волноводной системы. Параметры большинства отражателей меняются со временем. Очевидно, что адаптировать один диапазон модуляции можно для нескольких отражателей только в том случае, если они расположены точно на одинаковом электродинамическом расстоянии от фазового центра антенны радиодальномера, что никогда не выполняется. Еще одним источником возбуждения переходных процессов является сам генератор зондирующего сигнала, часть мощности которого выделяется для смешивания с эхо-сигналом. Переходные процессы возникают из-за частотной зависимости генерируемой мощности зондирующего сигнала.

Технический результат изобретения - уменьшение погрешности измерения расстояния за счет уменьшения влияния АФЧ искажений сигнала, переходных процессов и за счет возможности снижения влияния помех.

По первому варианту указанный технический результат достигается тем, что в способе измерения расстояния радиодальномером с непрерывным излучением частотно-модулированных радиоволн, включающем генерирование радиочастотного сигнала с симметричной периодической частотной модуляцией, излучение радиоволн в направлении зондируемого материала, выделение части генерируемого сигнала, прием эхо-сигнала и смешивание его с выделенной частью генерируемого сигнала, выделение низкочастотных составляющих результирующего сигнала разностной частоты (СРЧ), усиление выделенного СРЧ схемой обработки СРЧ, вычисление времени распространения радиоволн и вычисление расстояния, дополнительно выполняют следующую совокупность действий. Умножают усиленный СРЧ на множитель, обратно пропорциональный комплексному коэффициенту усиления схемы обработки СРЧ, из перемноженного СРЧ (ПСРЧ), полученного за полный период модуляции, формируют ПСРЧ, соответствующий одному полупериоду модуляции. Для этого дополнительно умножают ПСРЧ, полученный на каждом полупериоде модуляции, на множитель в виде функции, нарастающей от начала до конца полупериода модуляции, суммируют ПСРЧ, полученный за второй полупериод модуляции с обращенной копией ПСРЧ, полученного за первый полупериод модуляции. Определяют соответствие параметров сформированного таким образом ПСРЧ эталонным параметрам и, при соответствии его параметров эталонным параметрам, используют для вычисления расстояния. При этом можно использовать любой способ обработки ПСРЧ. Для выполнения этого варианта способа сумма амплитуд дополнительно умноженного ПСРЧ, полученного на втором полупериоде модуляции и обращенной копии ПСРЧ, полученного на первом полупериоде модуляции, равна амплитуде ПСРЧ. Причем возможно использование различных функций. Возможно использование функции, линейно нарастающей в пределах каждого полупериода модуляции. В этом случае амплитуда дополнительно умноженных и обращенных копий ПСРЧ, полученных на первом полупериоде модуляции, линейно уменьшается в пределах каждого периода модуляции. Возможно дополнительное умножение на множитель в виде функции sin²(2πt/T), где Т - период модуляции, t - текущее время внутри полупериода модуляции. Возможно также дополнительное умножение на множитель в виде функции 1-sign[sin(4πt/T)], где sign[sin(4πt/T)] - сигнум-функция, равная единице при [sin(4πt/T)]>0 и равная минус единице при [sin(4πt/T)]<0. В последнем случае приведенный вариант способа выполняют следующим образом. Для формирования ПСРЧ, соответствующего одному полупериоду модуляции, заменяют часть ПСРЧ, полученного на первой половине второго полупериода модуляции, обращенной копией части ПСРЧ, который получают за вторую половину первого полупериода модуляции.

Если параметры сформированного ПСРЧ не соответствует эталонным параметрам, то формируют два ПСРЧ, ПСРЧ1 и ПСРЧ2, соответствующие одному полупериоду модуляции. Для этого дополнительно умножают ПСРЧ, полученный на каждом полупериоде модуляции, на множитель в виде функции, нарастающей от начала до конца полупериода модуляции и для ПСРЧ1 суммируют ПСРЧ, полученный за второй полупериод модуляции с обращенной копией ПСРЧ, полученного за первый полупериод модуляции. А для получения ПСРЧ2 суммируют ПСРЧ, полученный на первом полупериоде модуляции с обращенной копией ПСРЧ, полученного за второй полупериод модуляции. Из сформированных таким образом ПСРЧ1 и ПСРЧ2 вычисляют суммарный и разностные СРЧ (ССРЧ и РСРЧ). Определяют меры отличия параметров полученных ССРЧ и РСРЧ от эталонных параметров и, если меры отличия параметров одного из них от эталонных параметров ниже контрольного уровня, используют этот ССРЧ или РСРЧ для вычисления расстояния. А если меры отличия параметров и ССРЧ и РСРЧ от эталонных параметров превышает контрольный уровень, изменяют центральную частоту диапазона модуляции до достижения мерами отличия контрольных уровней. При этом можно использовать любой способ обработки сформированного сигнала.

Так как неискаженный (эталонный) СРЧ должен иметь постоянные периоды на полупериоде модуляции, то при обработке сигнала способом, основанным на подсчете числа периодов сформированного сигнала на полупериоде модуляции, параметром, по которому определяют меру отличия, может служить отклонение длительностей периодов сформированного ССРЧ или РСРЧ от постоянного значения на полупериоде модуляции. При спектральной обработке ССРЧ и РСРЧ параметрами, по которым определяют меры отличия от эталонных параметров, могут служить величина асимметрии спектра и ширина основного лепестка спектра.

Отличие параметров СРЧ от эталонных, в качестве одного из которых может служить постоянство периодов, вызывается двумя причинами. Первая причина - влияние переходных процессов - исключается формированием ПСРЧ. Вторая причина - влияние помехового сигнала - исключается формированием ССРЧ и РСРЧ и изменением центральной частоты диапазона модуляции. Последнее объясняется следующим образом. В результате предложенных действий над СРЧ получают два неискаженных переходными процессами сигнала ПСРЧ1 - u_н(t) и ПСРЧ2 - u_cn(t), соответственно, для нарастающего и спадающего закона изменения частоты зондирующих волн на полупериоде модуляции

где U_с, ϕ_с, τ_c - амплитуда, фаза и задержка сигнала на двойное время распространения радиоволн до зондируемой поверхности, U_n, ϕ_n, τ_c - амплитуда, фаза и задержка на двойное время распространения радиоволн до помехи, ω₀, Δω, Т - центральная частота, диапазон модуляции и период модуляции.

Из сформированных таким образом ПСРЧ1 и ПСРЧ2 вычисляют суммарный и разностные сигналы, для ССРЧ - u_ссрч(t) и для РСРЧ - u_рсрч(t).

Затем определяют меру отличия параметров, полученных ССРЧ и РСРЧ от эталонных параметров и, если мера отличия параметров одного из них от эталонных параметров ниже контрольного уровня, используют этот ССРЧ или РСРЧ для вычисления расстояния. А если мера отличия параметров и ССРЧ и РСРЧ от эталонных превышает контрольный уровень, то изменяют центральную частоту диапазона модуляции. Как следует из выражений для u_ссрч(t) и u_рсрч(t) при этом изменяются соотношения между слагаемыми

и, соответственно, между слагаемыми

которые определяют уровень полезного и помехового компонента в ССРЧ и РСРЧ. Когда одно из слагаемых становится равным нулю, длительность периодов u_ссрч(t) или U_рсрч(t) становится постоянной, а спектр - симметричным. Тогда по частоте этого сигнала (частота сигнала является величиной обратной периоду) определяют расстояние до источника эхо-волн. Затем, аналогичным образом, можно определить расстояние до второго источника эхо-волн.

По второму варианту указанный технический результат достигается тем, что, в способе измерения расстояния радиодальномером с непрерывным излучением частотно-модулированных радиоволн, включающем генерирование радиочастотного сигнала с симметричной периодической частотной модуляцией, излучение радиоволн в направлении зондируемого материала, выделение части генерируемого сигнала, прием эхо сигнала и смешивание его с выделенной частью генерируемого сигнала, выделение низкочастотных составляющих результирующего сигнала разностной частоты (СРЧ), усиление выделенного СРЧ схемой обработки СРЧ, вычисление времени распространения радиоволн и вычисление расстояния, дополнительно выполняют следующую совокупность действий. Умножают усиленный СРЧ на множитель, обратно пропорциональный комплексному коэффициенту усиления схемы обработки СРЧ, а для определения расстояния вычисляют сумму двух спектров, один из которых вычислен по взвешенному перемноженному СРЧ (ПСРЧ), полученному за второй по времени полупериод ПСРЧ, а второй комплексно сопряжен спектру взвешенного ПСРЧ, вычисленному по предыдущему полупериоду ПСРЧ, задержанному на половину периода. При этом задержку осуществляют путем сдвига фаз спектральных составляющих пропорционально произведению частоты спектральной составляющей на половину периода модуляции (умножают на ехр(-j ΩТ/2) - где Ω, - текущее значение частоты). В результате получают спектр не искаженного переходными процессами ПСРЧ

S(j Ω)=S₂(j Ω)+S₁ ^*(j Ω)·ехр(-j ΩT/2).

Затем определяют соответствие параметров суммарного спектра эталонным параметрам и при соответствии его параметров эталонным параметрам используют для вычисления расстояния.

При вычислении спектров используют весовую функцию в виде произведения двух сомножителей, первый из которых представляет собой функцию, симметричную в пределах полупериода модуляции и спадающую от центра к краям полупериода модуляции, а второй сомножитель представляет собой функцию, нарастающую от начала до конца полупериода модуляции. В качестве второго сомножителя весовой функции могут быть использованы: линейно нарастающая в пределах каждого полупериода модуляции; sin²(2πt/T), где T - период модуляции, t - текущее время внутри полупериода модуляции; 1-sign[sin(4πt/T)], где Т - период модуляции, t - текущее время внутри полупериода модуляции, sign[sin(4πt/T)] - сигнум-функция, равная единице при [sin(4πt/T)]>0 и равная минус единице при [sin(4πt/T)]<0. В последнем случае приведенный вариант способа выполняют следующим образом. Результирующий спектр вычисляют путем суммирования спектра, вычисленного по ПСРЧ, полученному за вторую по времени половину полупериода ПСРЧ, с комплексно сопряженным спектром ПСРЧ второй по времени половины предыдущего полупериода ПСРЧ, задержанного на половину периода.

Если параметры суммарного спектра не соответствуют эталонным параметрам, то вычисляют реальную и мнимую части суммарного спектра, определяют меры отличия их параметров от эталонов и, если меры отличия параметров реальной или мнимой частей суммарного спектра от эталонных параметров ниже контрольного уровня, используют эту часть для вычисления расстояния. А если меры отличия параметров и реальной и мнимой частей суммарного спектра от эталонных параметров превышают контрольный уровень, изменяют центральную частоту диапазона модуляции до достижения мерами отличия контрольных уровней.

Последнее объясняется тем, что реальная и мнимая части суммарного спектра, не искаженного помехами, пропорциональны, соответственно, U_ccos(ω₀τ_c-ϕ_с) и U_csin(ω₀τ_c-ϕ_с), а при наличии помех они содержат слагаемые, которые пропорциональны, соответственно, U_ncos(ω₀τ_n-ϕ_n) и U_nsin(ω₀τ_n-ϕ_n). Поэтому, если меры отличия параметров и реальной, и мнимой частей суммарного спектра от эталонных превышают контрольный уровень, изменяют центральную частоту диапазона модуляции. При этом изменяются соотношения между слагаемыми и в реальной, и в мнимой частях суммарного спектра, соответствующие зондируемой поверхности и помеховому отражателю. Когда одно из слагаемых становится равным нулю, соответствующая часть спектра становится симметричной. Тогда по частоте максимума этой составляющей определяют расстояние до источника эхо-волн. Затем, аналогичным образом, можно определить расстояние до второго источника эхо-волн.

Оба варианта способа позволяют уменьшить влияние АФЧ искажений сигнала и переходных процессов, возникающих из-за разрывов фазы СРЧ, на результат измерения расстояния и позволяют снизить негативное влияние помех.

Проведенный анализ уровня техники, включающий поиск по патентным и научно-техническим источникам информации и выявление источников, содержащих сведения об аналогах заявляемого изобретения, позволяет установить, что заявителем не обнаружены технические решения, характеризующиеся признаками, идентичными всем существенным признакам заявленного изобретения. Определение из перечня выявленных аналогов прототипа позволило выявить совокупность существенных (по отношению к усматриваемому заявителем техническому результату) отличительных признаков в заявляемом объекте, изложенных в формуле изобретения. Следовательно, заявляемое изобретение соответствует требованию "новизна" по действующему законодательству. Сведений об известности отличительных признаков в совокупностях признаков известных технических решений с достижением такого же, как у заявляемого устройства, положительного эффекта не имеется. На основании этого сделан вывод, что предлагаемое техническое решение соответствует критерию "изобретательский уровень".

Сущность предлагаемого способа поясняется с помощью устройства, схематично изображенного на фиг.1, диаграммами, изображенными на фиг.2, фиг.3, и спектрами, изображенными на фиг.4, фиг.5, фиг.6.

На фиг.2 изображена зависимость частоты зондирующего сигнала.

На фиг.3 изображен вариант формирования ПСРЧ со ступенчато нарастающим амплитудным множителем.

На фиг.4, 5 изображены амплитудные спектры используемых фрагментов ПСРЧ на полупериодах модуляции.

На фиг.6 изображен результирующий спектр.

Устройство содержит схему цифровой обработки сигналов (СЦОС) 1 с двумя входами и двумя выходами, схему предварительной аналоговой обработки (СПАО) 2, смеситель (СМ) 3, первый направленный ответвитель (НО) 4, второй, НО 5 (или циркулятор), антенну 6, синтезатор частоты (СЧ) 7 с двумя входами и двумя выходами, управляемый источник зондирующего сигнала (УИЗС) 8 с одним входом и двумя выходами. Первый выход УИЗС 8 соединен с входом антенны 6 через первый 4, второй 5 НО. Второй выход УИЗС 8 соединен с первым входом СЧ 7, а вход соединен с первым выходом СЧ 7. Вторые выходы первого 4 и второго 5 НО соединены, соответственно, с первым и вторым входами СМ 3, а выход СМ 3 соединен с входом СПАО 2. Выход СПАО 2 соединен с первым входом СЦОС 1. Второй вход СЦОС 1 соединен со вторым выходом СЧ 7, а первый выход СЦОС 1 соединен со вторым входом СЧ 7. Второй выход СЦОС 1 является выходом устройства. СЦОС 1 может быть выполнена стандартной, содержащей генератор импульсов синхронизации, аналого-цифровой преобразователь (АЦП) и цифровой процессор, включающий устройство памяти и арифметическое устройство.

Практическая реализация устройства не представляет собой сложности и осуществляется на основе широко распространенных электронных элементов, например, производимых фирмами «ANALOG DEVICES», «MOTOROLA», «MICRONETICS», «PEREGRINE» и др.

Способ измерения расстояния осуществляют следующим образом.

Генерируемый радиочастотный сигнал с симметричной периодической частотной модуляцией F(t) по линейному закону (фиг.2) от УИЗС 8 (фиг.1), управляемого синтезатором частоты 7, через первый НО 4, второй НО 5, поступает в антенну 6, излучается, а после отражения от зондируемой поверхности принимается антенной 6 и через НО 5 поступает на вход смесителя 3. В качестве опорного используют выделенную НО 4 часть мощности генерируемого сигнала. Выходной сигнал смесителя U_срчсм обрабатывается СПАО 2 с коэффициентом усиления k(j Ω) (где Ω - текущее значение частоты) и поступает на первый вход СЦОС 1. На второй вход СЦОС 1 поступают значения частот с СЧ 7. С применением СЦОС 1 выполняют все действия над СРЧ. Входной сигнал СЦОС 1 умножают на множитель A(j Ω)=A₀/k(j Ω), обратно пропорциональный коэффициенту усиления СПАО 2 (А₀ - постоянный коэффициент). (На фиг.3, кривой 9 изображены обрабатываемые сигналы при A₀=1 и k(j Ω), не зависящем от частоты). При осуществлении способа возможно формирование множителя A(j Ω) обратно пропорционально коэффициенту усиления СПАО 2 k(j Ω) только в основной полосе частот входного сигнала. За пределами основной полосы частот входного сигнала сформированный множитель A(j Ω) может быть равен нулю. Из полученного ПСРЧ U_срр=U_сррсмk(j Ω)A₀/k(j Ω) по первому варианту с помощью СЦОС 1, содержащей блок памяти 10 (фиг.3), формируют ПСРЧ 11, соответствующий одному полупериоду модуляции Т/2. Для этого дополнительно умножают ПСРЧ, полученный на каждом полупериоде модуляции, на множитель в виде функции, нарастающей от начала до конца полупериода модуляции, суммируют ПСРЧ, полученный за второй полупериод модуляции с обращенной копией ПСРЧ, полученного за первый полупериод модуляции. Умножение входного сигнала на множитель A(j Ω) выполняют, например, известным способом [14, стр.174]. Отсчеты СРЧ с выхода СПАО 2 поступают на вход СЦОС 1. С применением СЦОС 1 выполняют дискретное преобразование Фурье (ДПФ), в результате которого получают спектр входного для СЦОС 1 СРЧ. Формируют отсчеты множителя A(j Ω), которые перемножают со спектром входного сигнала, и выполняют обратное дискретное преобразование Фурье (ОДПФ). В результате получают отсчеты ПСРЧ.

Дискретные отсчеты ПСРЧ первого полупериода модуляции умножают на множитель в виде функции, нарастающей от начала до конца полупериода модуляции. Функция, являющаяся амплитудным множителем ПСРЧ, должна отвечать условию равенства суммы амплитуд дополнительно умноженного ПСРЧ, полученного на втором полупериоде модуляции, и обращенной копии ПСРЧ, полученного на первом полупериоде модуляции, амплитуде ПСРЧ. Целесообразно использовать, например, функцию, линейно нарастающую в пределах каждого полупериода модуляции, или sin²(2πt/T), где Т - период модуляции, t - текущее время внутри полупериода модуляции, либо 1-sign[sin(4πt/T)], где sign[sin(4πt/T)] - сигнум-функция, единице при [sin(4πt/T)]>0 и равная минус единице при [sin(4πt/T)]<0.

При использовании последней функции амплитуда половины дополнительно умноженных отсчетов ПСРЧ равна нулю и реализация способа измерения расстояния упрощается. В этом случае формирование ПСРЧ 11 осуществляют путем замены части ПСРЧ (искаженный фрагмент 12 ПСРЧ на интервале T_1,2), полученного на первой половине второго полупериода модуляции, обращенной копией части ПСРЧ (неискаженный фрагмент 13 ПСРЧ на интервале T_2,1), полученного за вторую половину первого полупериода модуляции. Указанные действия выполняют, например, следующим образом. Дискретные отсчеты ПСРЧ второй половины первого полупериода модуляции на интервале T_2,1 с номерами 1, 2, ..., n-1, n записывают в ячейки блока памяти 10 СЦОС 1, соответственно, с номерами n, n-1, ..., 2, 1. Таким образом, первый отсчет фрагмента ПСРЧ на интервале Т_2,1 записывают в последнюю ячейку половины блока памяти 10, а последний отсчет фрагмента ПСРЧ на интервале T_2,1 записывают в первую ячейку блока памяти. Соответствующим образом производится запись отсчетов ПСРЧ на всем интервале Т_2,1. Дискретные отсчеты ПСРЧ второй половины второго полупериода модуляции на интервале T_2,2 с номерами n+1, n+2, ..., 2n-1, 2n записывают в ячейки блока памяти 10 СЦОС 1, соответственно, с номерами n+1, n+2, ..., 2n-1, 2n. Таким образом, номера записанных отсчетов неискаженного фрагмента 13 ПСРЧ на интервале T_2,2 совпадают с номерами ячеек блока памяти. После записи отсчетов ПСРЧ на двух половинах полупериода модуляции дискретные отсчеты используют в порядке номеров ячеек памяти. В результате получают сформированный ПСРЧ на полупериоде модуляции, в котором уменьшены АФЧ искажения и переходные процессы (фиг.3, кривая 11). При необходимости, для увеличения отношения сигнал/шум можно выполнить накопление сигнала записью отсчетов с одинаковыми номерами на многих периодах модуляции (фиг.3 - пунктирные стрелки 14, 15, 16, 17).

В общем случае количество используемых дискретных отсчетов на каждом полупериоде модуляции равно 2n. Поэтому все дискретные отсчеты и первого и второго полупериодов модуляции записываются в 2n ячеек памяти, но с разными весами. Дискретные отсчеты ПСРЧ первого полупериода модуляции с номерами 1, 2, ..., 2n-1, 2n умножают на множитель в виде функции, нарастающей от начала до конца полупериода модуляции и записывают в ячейки блока памяти 10 СЦОС 1, соответственно, с номерами 2n, 2n-1, ..., 2, 1. Таким образом, первый умноженный отсчет первого полупериода модуляции записывают в последнюю ячейку блока памяти 10, а последний отсчет первого полупериода модуляции записывают в первую ячейку блока памяти. Дискретные отсчеты ПСРЧ второго полупериода модуляции с номерами 1, 2, ..., 2n-1, 2n умножают на множитель в виде функции, нарастающей от начала до конца полупериода модуляции, и записывают в ячейки блока памяти 10 СЦОС 1, соответственно, с номерами 1, 2, ..., 2n-1, 2n. Таким образом, номера записанных отсчетов фрагмента ПСРЧ второго полупериода модуляции совпадают с номерами ячеек блока памяти. В результате также получают сформированный ПСРЧ на полупериоде модуляции, в котором уменьшены АФЧ искажения и переходные процессы.

Затем определяют соответствие параметров сформированного таким образом ПСРЧ эталонным параметрам и при соответствии параметров сформированного сигнала эталонным используют для вычисления расстояния. При этом можно использовать любой метод обработки ПСРЧ. Например, метод максимального правдоподобия [9, стр.483], метод Прони [5], счетные и др. методы. Очевидно, что, выполняя такие действия с ПСРЧ, можно получить неискаженный сигнал на любом (возрастающем или спадающем по частоте) полупериоде модуляции, а также, при необходимости, сформировать непрерывный и неискаженный ПСРЧ.

Если параметры сформированного ПСРЧ не соответствуют эталонным, то формируют два ПСРЧ, ПСРЧ1 и ПСРЧ2, соответствующие одному полупериоду модуляции. При этом ПСРЧ1 формируют, как рассмотрено выше, с записью сформированных отсчетов в ячейки части блока памяти, содержащего 8n ячеек. А для получения ПСРЧ2 суммируют ПСРЧ, полученный на первом полупериоде модуляции, с обращенной копией ПСРЧ, полученного за второй полупериод модуляции, и записывают сформированные отсчеты в другие ячейки блока памяти. Из сформированных таким образом ПСРЧ1 и ПСРЧ2 вычисляют суммарный и разностные СРЧ, ССРЧ и РСРЧ, для записи каждого из которых используют 2n ячеек блока памяти. Определяют меру отличия параметров полученных ССРЧ и РСРЧ от эталонных параметров и, если мера отличия параметров одного из них от эталонных параметров ниже контрольного уровня, используют этот ССРЧ или РСРЧ для вычисления расстояния. А если мера отличия параметров и ССРЧ и РСРЧ от эталонных параметров превышает контрольный уровень, изменяют центральную частоту диапазона модуляции и выполняют новые измерения до достижения мерой отличия контрольного уровня. При этом также можно использовать любой способ обработки сигнала.

Так как неискаженный (эталонный) СРЧ должен иметь постоянные периоды на полупериоде модуляции, то в качестве меры отличия может служить отклонение длительностей периодов сформированного ССРЧ или РСРЧ от постоянного значения на полупериоде модуляции при обработке сигнала способом, основанным на подсчете числа периодов сформированного сигнала на полупериоде модуляции. При спектральной обработке ССРЧ и РСРЧ мерой отличия от эталонных параметров могут служить величина асимметрии спектра и ширина основного лепестка спектра.

По второму варианту, после умножения входного сигнала на множитель A(j Ω)=A₀/k(j Ω), обратно пропорциональный коэффициенту передачи СПАО 2, для определения расстояния вычисляют сумму двух спектров, один из которых S₂(j Ω) вычислен по взвешенному перемноженному СРЧ (ПСРЧ), полученному за второй по времени полупериод ПСРЧ, а второй S₁ ^*(j Ω) комплексно сопряжен спектру взвешенного ПСРЧ, вычисленному по предыдущему полупериоду ПСРЧ, задержанному на половину периода. При этом задержку осуществляют путем сдвига фаз спектральных составляющих пропорционально произведению частоты спектральной составляющей на половину периода модуляции (умножают на ехр(-j ΩT/2)).

При вычислении спектров используют весовую функцию в виде произведения двух сомножителей, первый из которых представляет собой функцию, симметричную в пределах полупериода модуляции и спадающую от центра к краям полупериода модуляции [12, 13], а второй сомножитель представляет собой функцию, нарастающую от начала до конца полупериода модуляции.

В качестве второго сомножителя весовой функции могут быть использованы: линейно нарастающая в пределах каждого полупериода модуляции; sin²(2πt/T) где Т - период модуляции, t - текущее время внутри полупериода модуляции; 1-sign[sin(4πt/T)], где [sin(4πt/T)] - сигнум-функция, равная единице при [sin(4πt/T)]>0 и равная минус единице при [sin(4πt/T)]<0. В последнем случае приведенный вариант способа выполняют следующим образом. Для вычисления расстояния используют неискаженные переходными процессами фрагменты ПСРЧ, полученные за вторые половины полупериодов модуляции (интервалы T_2,1 и Т_2,2). При этом спектр фрагмента ПСРЧ (фиг.4) S_2,2(j Ω), полученного за вторую половину второго полупериода модуляции (интервал T_2,2), суммируют с комплексно сопряженным и сдвинутым по фазе на величину T Ω/2 (умножают на ехр(-j ΩT/2) - где Ω - текущее значение частоты) спектром фрагмента ПСРЧ (фиг.5) S₂₁ ^*(j Ω), полученного за вторую половину первого полупериода модуляции (интервал T_2,1). В результате получают спектр не искаженного переходными процессами ПСРЧ (фиг.6)

S(j Ω)=S₂(j Ω)+S₁ ^*(j Ω)·ехр(-j ΩT/2).

Затем определяют соответствие параметров суммарного спектра эталонным параметрам и, при соответствии его параметров эталонным параметрам, используют для вычисления расстояния.

Если параметры суммарного спектра не соответствует эталонным параметрам, то вычисляют реальную и мнимую части суммарного спектра, определяют меры отличия их параметров от эталонов и, если меры отличия параметров реальной или мнимой частей суммарного спектра от эталонных параметров ниже контрольного уровня, используют эту часть для вычисления расстояния. А если меры отличия параметров и реальной и мнимой частей суммарного спектра от эталонных параметров превышают контрольный уровень, изменяют центральную частоту диапазона модуляции до достижения мерами отличия контрольных уровней.

Предлагаемый способ измерения расстояния при реализации обеспечивает высокую точность измерения. Компьютерная обработка СРЧ, записанных в стендовых условиях без помех, позволила снизить погрешность измерения с 2 до 1,2 мм в диапазоне измеряемых дальностей от 1 до 16 метров при частотной модуляции в диапазоне 500 МГц. При наличии мешающего отражателя, создающего помеховый сигнал с амплитудой 50% от полезного, погрешность измерения снижается с 90 до 25 мм.

Источники информации

1. Викторов В.Л., Лункин Б.В., Совлуков А.С. Радиоволновые измерения параметров технологических процессов. - М.: Энергоиздат. 1989.

2. Виницкий А.С. Очерк основ радиолокации при непрерывном излучении радиоволн. - М.: Издательство «Советское радио», 1961.

3. Патент США №5546088. 13.08.1996 г.

4. Патент США №5504490. 02.04.1996 г.

5. Марпл-мл. С.Л. «Цифровой спектральный анализ и его приложения» М.: Мир; 1990.

6. Теоретические основы радиолокации. / Под редакцией Ширмана Я.Д. Учебное пособие для вузов. - М.: Советское радио, 1970.

7. Радиолокационные устройства. / Под редакцией В.В.Григорина-Рябова. - М.: Советское радио, 1970.

8. АС СССР №1642250 G01S 13/14 15.04.1991, БИ №14.

9. Тихонов В.И. Статистическая радиотехника. - М.: Советское радио, 1966.

10. Патент РФ №2152408, G01S 13/14 30.06.1999.

11. Атаянц Б.А., Болонин В.А., Езерский В.В., Кагаленко Б.В. Адаптивный частотно-модулированный уровнемер. 6 Международная научно-техническая конференция «Радиолокация, навигация, связь». Том 3, стр.1686. Воронеж 2000 г.

12. Хэррис Ф.Дж. Использование окон при гармоническом анализе методом дискретного преобразования Фурье. - ТИИЭР, 1978, т.6 №1, с.60-96.

13. Дворкович А.В. Новый метод расчета эффективных оконных функций, используемых при гармоническом анализе с помощью ДПФ. - Цифровая обработка сигналов, 2001, №2, с.49-54.

14. Гоноровский И.С. Радиотехнические цепи и сигналы: Учебник для вузов. - 4-е изд., перераб. и доп. - М., Радио и связь, 1986.

Изобретение относится к измерительной технике, в частности к измерению расстояния, и основано на принципе радиолокации с непрерывным излучением и периодической частотной модуляцией зондирующего сигнала. Способ позволяет получить низкую погрешность за счет снижения влияния переходных процессов и помех на результаты измерения. Способ по первому варианту включает: генерирование, формирование и излучение зондирующего сигнала с периодической частотной модуляцией. Прием эхо-сигнала и смешивание его с частью выделенного генерируемого сигнала. Полученный сигнал разностной частоты (СРЧ) усиливают схемой обработки СРЧ, умножают на коэффициент, обратно пропорциональный коэффициенту усиления схемы обработки СРЧ. Из полученного за полный период модуляции перемноженного СРЧ (ПСРЧ) формируют ПСРЧ, соответствующий одному полупериоду модуляции. Дополнительно умножают сформированный ПСРЧ на множитель в виде функции, нарастающей от начала до конца полупериода модуляции. Суммируют ПСРЧ, полученный за второй полупериод модуляции с обращенной копией ПСРЧ, полученного за первый полупериод модуляции. При соответствии параметров сформированного ПСРЧ эталонным параметрам его используют для вычисления расстояния. 2 н. и 16 з.п. ф-лы, 6 ил.

1. Способ измерения расстояния радиодальномером с непрерывным излучением частотно-модулированных радиоволн, включающий генерирование радиочастотного сигнала с симметричной периодической частотной модуляцией, излучение радиоволн в направлении зондируемого материала, выделение части генерируемого сигнала, прием эхо сигнала и смешивание его с выделенной частью генерируемого сигнала, выделение низкочастотных составляющих результирующего сигнала разностной частоты (СРЧ), усиление выделенного СРЧ схемой обработки СРЧ и вычисление расстояния, отличающийся тем, что усиленный СРЧ умножают на множитель, обратно пропорциональный комплексному коэффициенту усиления схемы обработки СРЧ, из перемноженного СРЧ (ПСРЧ), полученного за полный период модуляции, формируют ПСРЧ, соответствующий одному полупериоду модуляции путем дополнительного умножения ПСРЧ, полученного на каждом полупериоде модуляции, на множитель в виде функции, нарастающей от начала до конца полупериода модуляции, суммирования ПСРЧ, полученного за второй полупериод модуляции с обращенной копией ПСРЧ, полученного за первый полупериод модуляции, определяют соответствие параметров сформированного ПСРЧ эталонным параметрам и, при соответствии его параметров эталонным, используют для вычисления расстояния.2. Способ измерения расстояния по п.1, отличающийся тем, что, при несоответствии параметров сформированного ПСРЧ эталонным, формируют два ПСРЧ, ПСРЧ1 и ПСРЧ2, соответствующие одному полупериоду модуляции, при этом дополнительно умножают ПСРЧ, полученный на каждом полупериоде модуляции, на множитель в виде функции, нарастающей от начала до конца полупериода модуляции и для получения ПСРЧ1 суммируют ПСРЧ, полученный за второй полупериод модуляции с обращенной копией ПСРЧ, полученного за первый полупериод модуляции, а для получения ПСРЧ2 суммируют ПСРЧ, полученный на первом полупериоде модуляции с обращенной копией ПСРЧ, полученного за второй полупериод модуляции, причем из сформированных таким образом ПСРЧ1 и ПСРЧ2 вычисляют суммарный и разностные СРЧ, (ССРЧ и РСРЧ), определяют меры отличия параметров полученных ССРЧ и РСРЧ от эталонных параметров и, если меры отличия параметров одного из них от эталонных параметров ниже контрольного уровня, используют этот ССРЧ или РСРЧ для вычисления расстояния, а если меры отличия параметров и ССРЧ и РСРЧ от эталонных параметров превышают контрольный уровень, изменяют центральную частоту диапазона модуляции до достижения мерами отличия контрольных уровней, при достижении которых используют ССРЧ или РСРЧ для вычисления расстояния.3. Способ измерения расстояния по п.2, отличающийся тем, что, при обработке ССРЧ и РСРЧ во временной области мерой отличия, служит отклонение длительностей периодов сформированного ССРЧ или РСРЧ от постоянного значения на полупериоде модуляции.4. Способ измерения расстояния по п.2, отличающийся тем, что, при спектральной обработке ССРЧ и РСРЧ мерами отличия, служат величина асимметрии спектра и ширина основного лепестка спектра.5. Способ измерения расстояния по п.1, отличающийся тем, что сумма амплитуд дополнительно умноженных ПСРЧ, полученного на втором полупериоде модуляции и обращенной копии ПСРЧ, полученного на первом полупериоде модуляции, равна амплитуде ПСРЧ.6. Способ измерения расстояния по п.5, отличающийся тем, что ПСРЧ дополнительно умножают на множитель, линейно нарастающий в пределах каждого полупериода модуляции.7. Способ измерения расстояния по п.5, отличающийся тем, что амплитуда дополнительно умноженных и обращенных копий ПСРЧ, полученных на первом полупериоде модуляции, линейно уменьшается в пределах каждого периода модуляции.8. Способ измерения расстояния по п.5, отличающийся тем, что ПСРЧ в пределах каждого полупериода дополнительно умножают на множитель sin²(2πt/T), где Т - период модуляции, t - текущее время внутри полупериода модуляции.9. Способ измерения расстояния по п.5, отличающийся тем, что ПСРЧ в пределах каждого полупериода дополнительно умножают на множитель 1-sign[sin(4πt/T)], где Т - период модуляции, t - текущее время внутри полупериода модуляции, sign[sin(4πt/T)] - сигнум-функция, равная единице при [sin(4πt/T)]>0 и равная минус единице при [sin(4πt/T)]<0.10. Способ измерения расстояния по п.9, отличающийся тем, что из перемноженного СРЧ (ПСРЧ), полученного за полный период модуляции, формируют ПСРЧ, соответствующий одному полупериоду модуляции путем замены части ПСРЧ, полученного за первую половину второго полупериода модуляции, обращенной копией части ПСРЧ, полученного за вторую половину первого полупериода модуляции, и сформированный таким образом ПСРЧ используют для вычисления расстояния.11. Способ измерения расстояния радиодальномером с непрерывным излучением частотно-модулированных радиоволн, включающий генерирование радиочастотного сигнала с симметричной периодической частотной модуляцией, излучение радиоволн в направлении зондируемого материала, выделение части генерируемого сигнала, прием эхо-сигнала и смешивание его с выделенной частью генерируемого сигнала, выделение низкочастотных составляющих результирующего сигнала разностной частоты (СРЧ), усиление выделенного СРЧ схемой обработки СРЧ и вычисление расстояния, отличающийся тем, что усиленный СРЧ умножают на множитель обратно пропорциональный комплексному коэффициенту усиления схемы обработки СРЧ, вычисляют сумму двух спектров, один из которых вычислен по взвешенному и перемноженному СРЧ (ПСРЧ), полученному за второй по времени полупериод ПСРЧ, а второй комплексно сопряжен спектру взвешенного ПСРЧ, вычисленному по предыдущему полупериоду ПСРЧ, задержанному на половину периода, определяют соответствие параметров суммарного спектра эталонным параметрам и, при соответствии его параметров эталонным параметрам, используют для вычисления расстояния.12. Способ измерения расстояния по п.11, отличающийся тем, что, при несоответствии параметров суммарного спектра эталонным параметрам, вычисляют реальную и мнимую части суммарного спектра, определяют меры отличия их параметров от эталонов и, если меры отличия параметров реальной или мнимой частей суммарного спектра от эталонных параметров ниже контрольного уровня, используют эту часть для вычисления расстояния, а если меры отличия параметров и реальной и мнимой частей суммарного спектра от эталонных параметров превышают контрольный уровень, изменяют центральную частоту диапазона модуляции до достижения мерами отличия контрольных уровней.13. Способ измерения расстояния по п.12, отличающийся тем, что мерами отличия служат величина асимметрии реальной или мнимой частей суммарного спектра и ширина основного лепестка реальной или мнимой частей суммарного спектра.14. Способ измерения расстояния по п.11, отличающийся тем, что задержку осуществляют путем сдвига фаз спектральных составляющих пропорционально произведению частоты спектральной составляющей на половину периода модуляции.15. Способ измерения расстояния по п.11, отличающийся тем, что при вычислении спектров используют весовую функцию в виде произведения двух сомножителей, первый из которых представляет собой функцию, симметричную в пределах полупериода модуляции и спадающую от центра к краям полупериода модуляции, а второй сомножитель представляет собой функцию нарастающую от начала до конца полупериода модуляции.16. Способ измерения расстояния по п.15, отличающийся тем, что второй сомножитель весовой функции линейно нарастающий в пределах каждого полупериода модуляции.17. Способ измерения расстояния по п.15, отличающийся тем, что второй сомножитель весовой функции пропорционален sin²(2πt/T), где Т - период модуляции, t - текущее время внутри полупериода модуляции.18. Способ измерения расстояния по п.15, отличающийся тем, что второй сомножитель весовой функции пропорционален 1-sign[sin(4πt/T)], где Т - период модуляции, t - текущее время внутри полупериода модуляции, sign[sin(4πt/T)] - сигнум-функция, равная единице при [sin(4πt/T)]>0 и равная минус единице при [sin(4πt/T)]<0.