Способ компенсации в приемнике частотной расстройки, возникающей в передатчике и приемнике при передаче-приеме фазокодоманипулированных сигналов Российский патент 2020 года по МПК H04B1/10 H03J7/00 

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано для коррекции частоты опорного генератора приемника, необходимой для обеспечения когерентного приема фазокодоманипулированных (ФКМ) сигналов в стационарной системе «передатчик - приемник» при низком отношении сигнал/шум и большой области априорной неопределенности частотной расстройки.

В стационарной системе «передатчик - приемник» требуется, чтобы передатчик сформировал и излучил в пространство ФКМ сигнал на несущей (н) частоте ƒ_н

где A_s - амплитуда комплексного сигнала, t - время, ϕ_ФКМ(t, ƒ_с G) - фаза сигнала, изменяемая по закону манипуляции фазы G с символьной (с) частотой ƒ_с. Закон манипуляции фазы G представляет собой псевдослучайную последовательность (ПСП) длинной L.

В результате воздействия на аппаратуру передатчика различных дестабилизирующих факторов (изменение температуры, влажности и т.д.), сформированная передатчиком (ПРД) несущая частота ФКМ сигнала, составляет ƒ_н,ПРД=ƒ_н±Δƒ_ПРД, где Δƒ_ПРД ^_ частотная расстройка передатчика.

В приемнике частота гетеродина (г) ƒ_г рассчитывается исходя из необходимости преобразования несущей частоты сигнала ƒ_н в требуемую промежуточную частоту (ПЧ) ƒ_ПЧ=ƒ_н-ƒ_г. Однако в результате воздействия на аппаратуру приемника (ПРМ) различных дестабилизирующих факторов гетеродин приемника формирует опорный сигнал на частоте ƒ_г,ПРМ=ƒ_г±Δƒ_ПРМ, где Δƒ_ПРМ - частотная расстройка приемника.

Тогда при приеме сигнала передатчика в приемнике в ходе преобразования частоты сформируется сигнал на промежуточной частоте приемника ƒ_ПЧ,ПРМ принимающей вид

которая отличается от требуемой промежуточной частоты ƒ_ПЧ на величину частотной расстройки (р) Δƒ_p=Δƒ_ПРД+Δƒ_ПРМ, включающей частотную расстройку передатчика и частотную расстройку приемника.

Негативное влияние частотной расстройки проявляется в смещении спектра принимаемого сигнала за пределы полосы пропускания фильтра промежуточной частоты, а также в искажении сигнала, которое не позволяет увеличить время когерентного накопления сигнала в приемнике.

Искажения сигнала проявляются следующим образом. Сигнал передатчика, принятый и преобразованный по частоте в приемнике, будет представлять собой комплексный сигнал на промежуточной частоте приемника, фаза которого изменяется по закону манипуляции фазы G с символьной частотой ƒ_c

Дальнейшее преобразование полученного сигнала на «нулевую» (0) частоту с целью выделения закона изменения фазы осуществляется в приемнике в цифровом виде путем умножения на комплексно-сопряженный опорный (оп) сигнал на требуемой промежуточной частоте ƒ_ПЧ

_{где - величина отсчета времени аналого-цифрового преобразователя (АЦП), k - номер отсчета, n - количество отсчетов сигнала на один элемент кода ПСП.}

Полученное колебание представляет собой амплитудо-фазомодулированный сигнал, изменение фазы которого соответствует закону манипуляции фазы G, а амплитуда медленно изменяется с частотой расстройки Δƒ_p, что не позволит увеличить время когерентного накопления такого сигнала.

Задача компенсации величины частотной расстройки между передатчиком и приемником является весьма актуальной и неразрывно связана с возможностью увеличения времени когерентного накопления сигнала в приемнике с целью повышения отношения сигнал/шум.

Известен способ компенсации частотной расстройки [1] основанный на выделении фазового сдвига между двумя последовательно принятыми комплексными сигналами и последующим их усреднении.

Недостатком этого способа, также как и для всех цифровых фазовых способов компенсации частоты, является ограничение на максимальный сдвиг фазы между анализируемыми отсчетами π/h, где h - кратность манипуляции при приеме ФКМ сигнала, что не позволяет его применять при априорном большом интервале неопределенности частоты расстройки

Известен способ компенсации частотной расстройки [2] основанный на использовании многоканального корреляционного приемника, состоящего из m параллельных каналов, соответствующих разным значениям частоты расстройки. В качестве оценки частоты расстройки выбирают значение, соответствующее каналу, на выходе которого регистрируется максимальное значение модуля корреляционной функции.

Недостатком этого способа является зависимость сложности структуры приемника (количества каналов m) от точности определения частоты расстройки и величины интервала ее априорной неопределенности [-Δƒ_p,max, +Δƒ_p,max].

Способ компенсации в приемнике частотной расстройки, возникшей в передатчике при формировании и передачи ФКМ сигналов и в приемнике при приеме этих сигналов, основанный на комбинации известных способов [1] и [2], в открытой публикации из всех доступных источников не найден.

Целью изобретения является создание способа обеспечивающего компенсацию в приемнике при приеме ФКМ сигналов частотной расстройки возникшей в передатчике при формировании и передачи ФКМ сигналов и в приемнике при приеме этих сигналов, позволяющую увеличить время когерентного накопления сигнала в приемнике и, как следствие, увеличить отношение сигнал/шум на его выходе.

Сущность изобретения поясняется графиками, где на фиг. 1 показаны графики, иллюстрирующие негативное влияние частотной расстройки между передатчиком и приемником, на фиг. 2 показаны графики, демонстрирующие практический результат, достигнутый в результате компенсации частотной расстройки между передатчиком и приемником, на фиг. 3 показан график, иллюстрирующий неэффективность увеличения времени когерентного накопления сигнала на выходе согласованного фильтра, при наличии частотной расстройки между передатчиком и приемником, на фиг. 4 показан график, демонстрирующий увеличение отношения сигнал/шум в результате увеличения времени когерентного накопления на выходе согласованного фильтра при отсутствии частотной расстройки.

В предложенном способе для когерентного приема ФКМ сигнала используют одноканальный согласованный фильтр, импульсная характеристика которого согласована с законом манипуляции фазы G принимаемого сигнала, а частотная расстройка учитывается в опорном сигнале при переносе сигнала на нулевую частоту.

Предложенный способ компенсации в приемнике частотной расстройки, возникающей в передатчике и приемнике при передаче-приеме ФКМ сигналов, осуществляется в два этапа.

На первом этапе в приемнике стационарной системы «передатчик - приемник» при переносе принятого сигнала на нулевую частоту формируется m-oe компенсационное значение частотной расстройки Δƒ_p,m, которое последовательно принимает все возможные значения с шагом, имеющим точностью dƒ_p, в пределах интервала априорной неопределенности частотной расстройки [-Δƒ_P,max, +Δƒ_P,max], где Δƒ_P,max - максимально возможное значение частотной расстройки, определяемое на основании характеристик синтезаторов частот, применяемых в передатчике и приемнике. Величина шага dƒ_p выбирается исходя из того, чтобы сдвиг фаз между главными пиками корреляционной функции соседних ПСП длиной L, вызванный частотной расстройкой равной dƒ_P, не превысил максимально допустимое значение π/h

Проверка правильности подбора m-ого компенсационного значения частотной расстройки Δƒ_P,m, осуществляется в ходе следующих операций:

- определение частоты комплексно-сопряженного опорного сигнала соответствующей компенсационному значению частотной расстройки ƒ_on.m=ƒ_ПЧ+Δƒ_P,m;

- преобразование полученного цифрового сигнала на «нулевую» частоту в соответствии с

- формирование на выходе согласованного фильтра отсчетов комплексной корреляционной функции сигнала и ПСП, определяющей закон манипуляции фазы G

где Z=nL - емкость регистра согласованного фильтра.

- когерентное накопление N фрагментов длительностью nL отсчетов сигнала на выходе согласованного фильтра и формирование суммарной корреляционной функции в соответствии с

где X_I,i(kΔt) - действительные, X_Q,i(kΔt) - мнимые части комплексных отсчетов i-ого накапливаемого фрагмента корреляционной функции

- вычисление модуля суммарной корреляционной функции

где X_I,∑(kΔt) - действительные, X_Q,∑(kΔt) - мнимые части комплексных отсчетов суммарной корреляционной функции

- определение отношения уровня главного пика модуля суммарной корреляционной функции к среднему уровню ее боковых пиков

где k∈[1, nL] - номер отсчета главного пика модуля суммарной корреляционной функции;

- получение предварительной оценки величины частотной расстройки как компенсационного значения частоты расстройки Δƒ_P,m, при котором значение отношения R максимально

Предварительная компенсация частотной расстройки передатчика и приемника осуществляется в ходе преобразования полученного сигнала на «нулевую» частоту в соответствии с

с использованием частоты комплексно-сопряженного опорного сигнала рассчитанной на основе предварительной оценки значения частотной расстройки

На втором этапе осуществляется точная оценка частотной расстройки, не скомпенсированной после первого этапа, с использованием цифрового фазового метода, основанного на определении значений фазового сдвига между главными пиками корреляционной функции двух соседних ПСП и последующим их усреднении при приеме N ПСП

где - фаза в точке главного пика корреляционной функции i-ой ПСП.

Итоговая оценка величины частотной расстройки определяется как алгебраическая сумма предварительной и точной оценок, полученных соответственно на первом и втором этапе

Окончательная компенсация в приемнике частотной расстройки передатчика и приемника осуществляется в ходе преобразования полученного сигнала на «нулевую» частоту в соответствии с

с использованием частоты комплексно-сопряженного опорного сигнала рассчитанной на основе итоговой оценки значения частотной расстройки

В процессе функционирования системы «передатчик - приемник» итоговая оценка частотной расстройки постоянно корректируется за счет текущего уточнения точной оценки

Практический результат негативного влияния частотной расстройки (Фиг. 1а) показывает график действительной части для величины частотной расстройки Δƒ_р=500 Гц, значения символьной частоты ФКМ сигнала ƒ_с=10 МГц, n=4 и L=1023. На графике представлен фрагмент сигнала кратностью N=10 ПСП. На графике отчетливо наблюдается низкочастотная паразитная амплитудная модуляция сигнала.

Наличие частотной расстройки приводит к паразитной амплитудной модуляции уровней главных пиков действительной (Фиг. 16) и мнимой (Фиг. 1в) частей корреляционной функции в разных ПСП (со сдвигом по фазе на 90 градусов огибающей мнимой части относительно действительной). При этом модуль значений корреляционной функции в точках главных пиков будет оставаться неизменным (Фиг. 1г), а фаза сигнала в точках главных пиков корреляционной функции в разных ПСП будет изменяться с частотой расстройки (Фиг. 1д), что не позволит увеличить время когерентного накопления сигнала с целью повышения отношения сигнал/шум.

Практический результат, достигнутый в итоге компенсации в приемнике частотной расстройки между передатчиком и приемником, показан на Фиг. 2.

При отсутствии частотной расстройки паразитная амплитудная модуляция сигнала приемника на нулевой частоте наблюдаться не будет (Фиг. 2а), наблюдается постоянство амплитуды и знака действительной (Фиг. 2б) и мнимой (Фиг. 2в) частей отсчетов главных пиков корреляционной функции, а также постоянство амплитуды (Фиг. 2г) и фазы (Фиг. 2д) комплексных отсчетов в точках главных пиков корреляционной функции, что позволит увеличить время когерентного накопления сигнала с целью повышения отношения сигнал/шум.

В условиях приема крайне слабого сигнала (например, сигнала, отраженного от цели) для повышения уровня отношения сигнал/шум в предложенном способе применяется дополнительное кратное когерентное накопление N фрагментов корреляционной функции длительностью nL отсчетов, полученной на выходе согласованного фильтра (отдельно суммируются действительные и отдельно мнимые части комплексных отсчетов) в соответствии с (8).

В условиях частотной расстройки когерентное накопление сигнала на выходе согласованного фильтра будет малоэффективно, поскольку в точках главных пиков корреляционной функции будут складываться разные по амплитуде и знаку действительные (Фиг. 1б) и мнимые (Фиг. 1в) отсчеты. Причем, наличие частотной расстройки приводит не только к уменьшению уровня главного пика суммарной корреляционной функции, но и к увеличению уровня ее боковых пиков.

На Фиг. 3 представлен график значений модуля суммарной корреляционной функции, полученной в результате когерентного накопления N=10 фрагментов длительностью 4L отсчетов сигнала на выходе согласованного фильтра при частотной расстройке Δƒ_p=500 Гц. Для этих условий отношение уровня главного пика модуля суммарной корреляционной функции к уровню ее боковых пиков составляет 82.

При отсутствии частотной расстройки при когерентном накоплении действительные (Фиг. 2б) и мнимые (Фиг. 2в) отсчеты в точках главных пиков корреляционной функции будут складываться синфазно, что приводит к повышению уровня главного пика модуля корреляционной функции и снижению уровня ее боковых пиков.

На Фиг. 4 представлен график значений модуля суммарной корреляционной функции, полученной в результате когерентного накопления тех же N=10 фрагментов длительностью 4L, отсчетов сигнала на выходе согласованного фильтра при отсутствии частотной расстройки. При этом отношение уровня главного пика модуля суммарной корреляционной функции к уровню ее боковых пиков выросло до 510.

Этот эффект повышения отношения уровня главного пика модуля суммарной корреляционной функции (полезного сигнала) к уровню ее боковых пиков (шума) при уменьшении частотной расстройки предложено использовать в качестве критерия оценки частотной расстройки передатчика и приемника.

Источники информации

1. Дж. Спилкер. "Цифровая спутниковая связь". М., Связь. 1978 г, стр. 387- 404.

2. В.И. Тихонов "Оптимальный прием сигналов". М., Радио и связь, 1983 г, стр. 199 рис. 3.13, стр. 230 рис. 3.21.

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано для коррекции частоты опорного генератора приемника, необходимой для обеспечения когерентного приема фазокодоманипулированных (ФКМ) сигналов в стационарной системе «передатчик - приемник» при низком отношении сигнал/шум и большой области априорной неопределенности частотной расстройки. Технический результат – увеличение отношения сигнал/шум на выходе приемника. Данный способ обеспечивает компенсацию в приемнике при приеме ФКМ сигналов частотной расстройки, возникшей в передатчике при формировании и передаче ФКМ сигналов, и в приемнике при приеме этих сигналов, при этом компенсация частотной расстройки в приемнике осуществляется в два этапа, на первом этапе формируется компенсационное значение частотной расстройки, которое последовательно принимает все возможные значения с шагом, имеющим точность в пределах интервала априороной неопределенности частотной расстройки, на втором этапе осуществляется точная оценка частотной расстройки, не скомпенсированной после первого этапа, с использованием цифрового фазового метода, основанного на определении значений фазового сдвига между главными лепестками корреляционной функции двух соседних ПСП и последующем их усреднении при приеме N ПСП. 4 ил.

Способ компенсации в приемнике (ПРМ) частотной расстройки Δƒ_р, возникающей в передатчике и приемнике при передаче-приеме фазокодоманипулированных (ФКМ) сигналов, осуществляется в два этапа, когда на первом этапе в стационарной системе «передатчик - приемник» при переносе принятого сигнала на нулевую частоту формируется m-е компенсационное значение частотной расстройки Δƒ_p,m, которое последовательно принимает все возможные значения с шагом, имеющим точность dƒ_p, в пределах интервала априорной неопределенности частотной расстройки [-Δƒ_p,max, +Δƒ_p,max], где Δƒ_p,max - максимально возможное значение частотной расстройки, определяемое на основании характеристик синтезаторов частот, применяемых в передатчике и приемнике, при этом величина шага dƒ_p выбирается исходя из того, чтобы сдвиг фаз между главными пиками корреляционной функции соседних псевдослучайных последовательностей (ПСП) длиной L, вызванный частотной расстройкой, равной где ƒ_c - символьная частота, h - кратность манипуляции при приеме ФКМ сигнала, не превысил максимально допустимое значение π/h, осуществляя проверку правильности подбора m-го компенсационного значения частотной расстройки Δƒ_p,m, в ходе выполнения следующих операций:

- определение частоты комплексно-сопряженного опорного сигнала соответствующей компенсационному значению частотной расстройки ƒ_on,m=ƒ_ПЧ+ƒ_р,m, где - ƒ_ПЧ промежуточная частота;

- преобразование принятого в приемнике, перенесенного на промежуточную частоту приемника и преобразованного в цифровую форму сигнала на «нулевую» частоту (0) в соответствии с

где A_s,ПРМ - амплитуда комплексного сигнала приемника, ϕ_ФКМ(kΔt, ƒ_c, G) - фаза сигнала, изменяемая по закону манипуляции фазы G с символьной частотой ƒ_c, - величина отсчета времени аналого-цифрового преобразователя, k - номер отсчета, n - количество отсчетов сигнала на один элемент кода ПСП;

- формирование на выходе согласованного фильтра отсчетов комплексной корреляционной функции в соответствии с где Z=nL - емкость регистра согласованного фильтра;

- когерентное накопление N фрагментов длительностью nL отсчетов сигнала на выходе согласованного фильтра и формирование суммарной корреляционной функции в соответствии с k=1…nL, где X_I,i(kΔt) - действительные, X_Q,i(kΔt) - мнимые части комплексных отсчетов i-го накапливаемого фрагмента корреляционной функции

- вычисление модуля суммарной корреляционной функции где X_I∑(kΔt) - действительные, X_Q∑(kΔt) - мнимые части комплексных отсчетов суммарной корреляционной функции

- определение отношения уровня главного пика модуля суммарной корреляционной функции к среднему уровню ее боковых пиков где k∈[1, nL] - номер отсчета главного пика модуля суммарной корреляционной функции;

- получение предварительной оценки величины частотной расстройки как компенсационного значения частоты расстройки Δƒ_P,m, при котором значение отношения R максимально,

при этом предварительная компенсация частотной расстройки передатчика и приемника осуществляется в ходе преобразования полученного сигнала на «нулевую» частоту в соответствии с

с использованием частоты комплексно-сопряженного опорного сигнала рассчитанной на основе предварительной оценки значения частотной расстройки а на втором этапе осуществляется точная оценка частотной расстройки, не скомпенсированной после первого этапа, с использованием цифрового фазового метода, основанного на определении значений фазового сдвига между главными пиками корреляционной функции двух соседних ПСП и последующем их усреднении при приеме N ПСП

фаза в точке главного пика корреляционной функции i-й ПСП, после чего итоговая оценка величины частотной расстройки определяется как алгебраическая сумма предварительной и точной оценок, полученных соответственно на первом и втором этапе при этом окончательная компенсация в приемнике частотной расстройки передатчика и приемника осуществляется в ходе преобразования полученного сигнала на «нулевую» частоту в соответствии с

с использованием частоты комплексно-сопряженного опорного сигнала рассчитанной на основе итоговой оценки значения частотной расстройки которая постоянно корректируется за счет текущего уточнения точной оценки