УСТРОЙСТВО ДЛЯ ИЗМЕРЕНИЯ ЧАСТОТЫ И РАЗНОСТИ ЧАСТОТ СИГНАЛОВ Российский патент 1994 года по МПК G01R23/02 

Изобретение относится к радиоизмерительной технике и может быть использовано для измерения частоты или разности частот гармонических сигналов.

Известно устройство для измерения частоты с перестраиваемым опорным генератором, в котором с помощью цифрового фазового детектора определяется код разности фаз между измеряемым и опорным колебаниями. Полученные значения разности фаз используются для постройки частоты опорного генератора. В момент равенства частот код управления частотой опорного колебания соответствует значению измеряемой частоты (патент США N 4144489, кл. G 01 R 23/02, опублик. 1979). Простая схема преобразователя частота - код выполнена полностью на цифровых электронных схемах.

К недостатку устройства с перестраиваемым опорным генератором следует отнести невысокую точность измерения из-за конечной дискретности формирования сетки опорных частот и флуктуационных ошибок при проведении замеров фазы. Кроме того, ограничен диапазон измерения частоты из-за неоднозначности фазовых измерений.

Наиболее близким к изобретению является устройство для измерения разности исследуемой f_x и эталонной f_эт частот, в котором используется информация о сдвиге фазы колебания разностной частоты ϕ_р(t) за время задержки τ:
Δϕ(τ)=ϕ_p(t)-ϕ_p(t-τ)=2πΔfτ , где ϕ_p(t)=ϕ_x(t)-ϕ_y(t);
ϕ_x(t) и ϕ_y(t) - текущая фаза соответственно измеряемого и эталонного колебаний;
Δf = f_x - f_y.

По величине разности фаз Δϕ(τ) определяется значение разности частот
Δf = .

Устройство включает в свой состав два фазовых детектора, фазовращатель на , линию задержки наτ , коррелятор и блок преобразователя (заявка Японии N 55-15667, кл.G 01 P 23/06, опублик. 1980). На первый фазовый детектор поступают колебания частот f_x и f_эт, на второй - колебания частоты f_x, сдвинутые по фазе на , и f_эт. Выходной сигнал первого фазового детектора и задержанный на τ выходной сигнал второго фазового детектора поступают на коррелятор, на выходе которого формируется уровень напряжения, пропорциональный разности частот исследуемого и эталонного колебаний: U=K˙Δfτ, где К - константа. В блоке преобразователя осуществляется преобразование напряжения в код разностной частоты Δf = . По значению разностной частоты Δf можно определить частоту исследуемого колебания: f_x = f_эт + Δf.

К недостаткам известного устройства следует отнести то, что диапазон измерения частоты, точнее разности частот, Δf_макс ограничен диапазоном однозначного преобразования в фазовых детекторах:
Δϕ=1πΔf_максτ≅2π .

Отсюда время задержки выбирается из
соотношения τ ≅ . Кроме того,
точность измерения частоты σ_f ограничена погрешностью получения фазовых отсчетов:
σ_f≥ , где σ_ϕ- среднеквадратическое отклонение отсчета фазы.

Например, при σ_ϕ= 0,1 рад получают довольно значительную относительную погрешность измерения частоты:
· 100 % ≥ 1,6 % .

Можно уменьшить погрешность измерения, если увеличить в несколько раз время задержки τ, однако во столько же раз уменьшается диапазон однозначного измерения частоты.

Техническим результатом от использования изобретения является повышение точности измерения частоты (или разности частот) в значительно большем диапазоне ее однозначного измерения.

Поставленная задача решается следующим образом.

Величина разности частот входных колебаний Δf = f_x - f_yопределяется по относительному набегу фазы ϕ_p(t) на интервале времени Т (фиг.3):
ϕ_p(T) = 2πΔf˙T (1)
Отсюда
Δf = (2)
Значения ϕ_p(t) формируются с помощью фазовращателя.

Для уменьшения флуктуационной составляющей ошибки измерения осуществляются накопление n замеров фазы и их корреляционная обработка (вычисление корреляционных функций Ψ_j) путем сравнения с набором из М опорный функций фазы ϕ_оnji (фиг.3,4).

Простое усреднение фазовой информации не эффективно из-за неоднозначности фазовых замеров на временном интервале, большем Т.

За счет накопления и корреляционной обработки n замеров фазы дисперсия флуктуационной ошибки измерения σ_ϕ² уменьшается в n раз.

Значение разностной частоты определяется по кодовому значению параметра опорной функции фазы j_макс, при сравнении с которой получено максимальное значение корреляционной функции Ψ_iмакс (фиг.5).

Каждая опорная функция фазы соответствует определенной разности частот
Δf = j δf;
ϕ_оnju = 2π jδ fiT, (3) где j - кодовое значение частного параметра опорной функции, j = 1,2,...,M;
δf - дискретность отсчета разности частот;
i - номер замера фазы i = 1,2,...,n.

Для уменьшения ошибки дискретности отсчета производится весовая обработка значений частотного параметра j тех корреляционных функций Ψ_j, которые превысили некоторый заданный порог: Ψ_j≥Ψ_пор. При этом вычисляется уточненное значение параметра:
j_уг= . (4)
По значению j_ут определяется разность частот Δf = j_ут^. δf.

Для повышения точности измерения Δf в заданном диапазоне однозначного измерения используется два этапа накопления и обработки фазовой информации. На первом этапе отсчет фазы ведется с периодичностью Т = Т₁, которая обеспечивает требуемый диапазон однозначного измерения частоты Δf_макс. Значение Т₁ можно получить из соотношения (1) при ϕ_p(t) = 2π :
T₁= . (5)
При этом дискретность отсчета частоты
δf⁽¹⁾= . (6)
Здесь дискретность отсчета фазы δϕ определяется точностью ее измерения:
δϕ= (2 - 3) σ_ϕ (7)
На втором этапе обработки периодичность отсчета фазы Т увеличивается в N раз, т.е. T₂ = NT₁. При этом точность измерения частоты в соответствии с выражением (6) также увеличивается в N раз. Тем самым реализуется двухшкальный метод фазовых измерений. Значение N выбирается исходя из условия
N = . (8)
Следовательно, диапазон однозначного измерения фазы на втором этапе должен соответствовать дискретности его отсчета на первом этапе измерения.

Таким образом, в заданном диапазоне однозначного измерения частоты устройство обеспечивает выигрыш в точности измерения за счет двухшкального метода отсчета в N раз. За счет накопления n замеров фазы в n раз уменьшается дисперсия флуктуационной ошибки. Использование весовой обработки кодовых замеров частоты позволяет уменьшить ошибку дискретности отсчета.

Решение поставленной задачи достигается тем, что устройство, содержащее фазовый детектор, коррелятор и блок преобразователя, введены регистр памяти, блок весовой обработки, формирователь опорных функций и блок управления. Вместо аналогового фазового детектора использован цифровой фазоизмеритель, а коррелятор выполнен на цифровых элементах и содержит два квадратурных канала.

Структурная схема устройства приведена на фиг.1; схема коррелятора - на фиг.2; работа устройства поясняется эпюрами на фиг.3-6.

Устройство содержит последовательно соединенные блок 1 фазоизмерителя, регистр 2 памяти, коррелятор 3, блок 4 весовой обработки и блок 5 преобразователя кодов, а также формирователь 7 опорных функций, первый выход которого соединен с вторым входом коррелятора 3, а второй выход - с вторым входом блока 4 весовой обработки и блок 6 управления, первый выход которого соединен с вторым входом блока 1 фазоизмерителя, второй выход - с вторыми входами регистра 2 памяти и формирователя 7 опорный функций 7, а третий выход - с первым входом формирователя опорных функций. Блок 4 весовой обработки содержит последовательно соединенные умножитель 8, первый накапливающий сумматор 9 и блок 11 деления, а также второй накапливающий сумматор 10, вход которого соединен с первым входом блока весовой обработки, а выход - с вторым входом блока деления, выход которого является выходом блока весовой обработки, причем второй вход умножителя 8 соединен с вторым выходом формирователя 7 опорных функций. Формирователь 7 опорных функций включает в свой состав последовательно соединенные счетчик-регистр 14, блок 13 съема кодов и третий накапливающий сумматор 12, причем вход счетчика-регистра является первым входом формирователя 7, второй вход блока съема кодов - вторым входом формирователя, выход третьего накапливающего сумматора является первым выходом формирователя, а выход счетчика-регистра - вторым выходом формирователя опорных функций.

Коррелятор 3 (фиг.2) содержит последовательно соединенные блок 15 вычитания, два параллельно включенных квадратурных канала 16 и 17, сумматор 24, блок 25 извлечения квадратного корня, блок 26 нормировки и компаратор 27 кодов. Первый квадратурный канал 16 состоит из последовательно соединенных блоков 18 вычисления косинуса, четвертого накапливающего сумматора 20 и первого квадратора 22, второй квадратурный канал 17 содержит последовательно соединенные блок 19 вычисления синуса, пятый накапливающий сумматор 21 и второй квадратор 23. Первый вход блока 15 вычитания является первым входом коррелятора, а второй вход - вторым входом коррелятора, выход компаратора кодов является выходом коррелятора.

Устройство работает следующим образом.

Колебания частоты f_x и f_y поступают соответственно на первый и второй входы блока 1 фазоизмерителя. Текущая фаза колебаний ϕ_x(t) и ϕ_y(t) изменяется в соответствии со значениями частот (фиг.3). В блоке фазоизмерителей осуществляется измерение разности фаз между входными колебаниями:
ϕ_p(t) = ϕ_x(t) - ϕ_y(t) = (2π f_xt + ϕ_ox) -
- (2π f_yt + ϕ_oy) = 2πΔft +Δ ϕ_o. (9)
Всего проводятся две серии измерений, из них n измерений с периодом Т₁ и n с периодом Т₂ = NT₁:
ϕ_pi⁽¹⁾ = 2 πΔf_iT₁ + Δϕ_o, i = 1,2,...,n;
ϕ_pi⁽²⁾ = 2π Δf_iT₂ + Δϕ_o, i = n + 1, n + 2,...,2n (10)
Первая серия замеров обрабатывается на первом этапе измерений разности частот (по первой шкале отсчета), вторая - на втором этапе (по второй шкале). Отсчеты производятся в моменты времени t_i, определяемые синхроимпульсами СИ1 частоты F₁= и F₂= , поступающими из блока 6 управления (фиг. 6).

Период Т₁ определяется требуемым диапазоном однозначного измерения разности частот Δf_макс (5).

Отсчеты ϕ_pi⁽¹⁾ и ϕ_pi⁽²⁾ записываются в регистр памяти для кратковременного хранения.

Дискретность отсчета фазы δϕ в фазоизмерителе определяется точностью ее измерения (7). Целесообразно выбрать
δϕ = = , где m - целое число (разрядность двоичного кода фазы) для удобства цифровой обработки. Например, при δ_ϕ= 0,2 рад и накоплении n = 16 замеров фазы δϕ = ≈ 0,1 рад , при этом N = 64, m = 6. Следовательно, в данном случае с выхода фазоизмерителя имеют шестиразрядный код фазы ϕ_pi. Единице младшего разряда кода соответствует значение δϕ = рад , а код N = 2^m =64 соответствует 2 π рад.

На первом этапе обработки сдвиг фазы ϕ_p⁽¹⁾(T₁) = 2π определяется разностной частотой Δf = Δf _макс, а сдвиг фазы ϕ_p⁽¹⁾(T₁) =δϕ⁽¹⁾ - частотой δf⁽¹⁾= . На втором этапе максимальный диапазон измерения частоты равен δf⁽¹⁾, а дискретность отсчета δf⁽²⁾= = .

С помощью синхроимпульсов СИ2 с частотой следования F_iосуществляется перенос кодов ϕ_pi на вход коррелятора 3. Коррелятор 3 обеспечивает сравнение полученной функции фазы ϕ_pi с набором из j = 1,2,...,М опорных функций ϕ_опji путем вычисления корреляционных функций в соответствии с выражением
Ψ_j= ,
(11) где Δϕ_ji = ϕ_pi -ϕ_опji.

Вид опорных функций показан на фиг.4. Каждая из них соответствует определенной разности частот Δf_i = jδ f:
ϕ_опji = 2π jδ f_iT, где δf - дискретность отсчета частоты, соответствующая дискретности отсчета фазы δϕ = .

На первом этапе используются замеры фазы с периодом Т₁, при этом дискретность отсчета частоты равна δf⁽¹⁾, на второй этапе период отсчета Т₂ = NT₁, а дискретность отсчета δf⁽²⁾= . Следовательно, вид (значения) опорных функций один и тот же на обоих этапах обработки. Опорные функции ϕ_опji формируются в формирователе 7 в виде последовательности кодовых значений ϕ_опji = ji, где цена одной кодовой единицы соответствует сдвигу по фазе δϕ = 2π δf⁽¹⁾T₁ = 2 π δf⁽²⁾T₂, т.е. одна и та же на обоих этапах обработки.

Для формирования значений ϕ_опji из блока 6 управления поступают две серии синхроимпульсов СИ3 с частотой F_j, которые последовательно записываются в счетчик-регистр 14 и определяют значения j = 1,2,...,М, являющиеся параметрами опорных функций. Значению j соответствует разностная частота Δf = jδf⁽¹⁾ на первом этапе обработки и Δf = jΔ f⁽²⁾на втором этапе.

Серии из n синхроимпульсов СИ2 с частотой F_i поступают из блока управления на блок 13 и обеспечивают съем кодов j на накапливающий сумматор 12. Они обеспечиваются как импульсы i = 1,2,...,n. В результате на накапливающем сумматоре 12 последовательно формируются кодовые значения опорных функций ϕ_опji = j.i.

Частота следования импульсов F_i в n раз больше частоты F_j, чтобы с одним значением параметра j сформировать n значений очередной опорной функции. Всего за два этапа обработки формируются две серии импульсов частоты F_i по М импульсов в каждой и 2М серии импульсов частоты F_i по n импульсов в одной серии.

Обработка фазовой информации в корреляторе 3 (фиг.2) производится в соответствии с выражением (11).

В блоке 15 вычитания формируется разность фаз Δϕ_ji = ϕ_pi = ϕ_опji. Далее в квадратурных каналах 16 и 17 определяются квадраты сумм косинусов и синусов полученных разностей фаз. После суммирования квадратурных составляющих, вычисления квадратного корня и нормировки в блоках 24-26 нормированные значения корреляционных функций Ψ_j поступают на компаратор 27 кодов. Здесь осуществляется сравнение значений корреляционных функций с некоторым пороговым уровнем: Ψ_j ≥Ψ_пор, чтобы далее выделить параметры тех опорных функций фаз, которые в наибольшей степени совпадают с функцией фазы разностной частоты f_pi.

В блоке 4 производится весовая обработка значений j для Ψ_j ≥Ψ_пор в соответствии с выражением (4). Это необходимо для уменьшения ошибки дискретности измерения. Произведения jΨ_j формируются в умножителе 8, на который значения поступают со счетчика-регистра 14. В сумматорах 9 и 10 соответственно накапливаются суммы jΨ_j и Ψ_j , и их отношение формируется в блоке 11 деления.

Полученное уточненное значение параметра j_ут в блоке 5 преобразуется в значение разности частот в соответствии с ценой одной кодовой единицы. На первом этапе обработки Δf⁽¹⁾ = j_ут1˙δf⁽¹⁾, на втором этапе Δf⁽²⁾= j_ут2δf⁽²⁾= j_ут2 .

Результирующее значение разности частот получают как сумму Δf=Δ f⁽¹⁾ + Δf⁽²⁾ путем суммирования кодов в выходном регистре блока 5 преобразования.

Если одно из колебаний является эталонным (в известной частотой f_эт), то по величине Δf можно определить значение измеряемой частоты
f_x = f_эт + Δf.

В качестве пояснения рассмотрим пример выбора и обоснования основных параметров предложенного устройства.

Пусть необходимо обеспечить однозначное измерение разности частот в диапазоне Δf_макс = 10 кГц фазовым методом с точностью до 1 Гц, если фазоизмеритель имеет среднеквадратическую ошибку измерения разности фаз σ_ϕ= 0,1 рад и осуществляется накопление серии из n = 16 замеров фазы.

Период отсчета разности фаз на первом этапе обработки в соответствии с выражением (5) выбирается равным T₁= = 10^-4 с .
Дискретность отсчета фазы при этом определяется из соотношения (7) (с учетом накопления):
δϕ = 2 = 0,05 = = рад.

Следовательно, отсчет фазы производится в виде семиразрядного двоичного кода, т.е. m = 7, N = 128. Дискретность отсчета частоты при этом составляет величину
δf⁽¹⁾= = 80 Гц.

На втором этапе обработки используются замеры фазы с периодичностью отсчета
Т₂ = NT₁ = 12,8^.10^-3 с.

При этом дискретность отсчета частоты
δf⁽²⁾= = 0,7.

Величина δf⁽²⁾ = 0,7 Гц соответствует максимальной ошибке измерения частоты в устройстве и удовлетворяет заданным требованиям. Эта ошибка в результате весовой обработки в блоке 4 еще уменьшается в 2-3 раза.

В диапазоне Δf_макс = 10 кГц необходимо выбрать время задержки τ = 10^-4 с . При этом для σ_ϕ = 0,1 рад, σ_f ≥ ≈ 160 Гц .

Следовательно, ошибка измерения в прототипе гораздо больше, чем в предложенном устройстве.

При технической реализации устройства блок 1 фазоизмерителя выполняется в виде преобразователя сдвига фаз ϕ_р между колебаниями частоты во временной интервал Δt, который заполняется счетными импульсами. Период счетных импульсов Т_сч должен быть согласован с максимальной длительностью временного интервала Δt_макс, соответствующего сдвигу фаз ϕ_р = 2π рад, а именно T_сч = .

Регистр 2 памяти, накапливающие сумматоры 9,10,12, 20, блок 15 вычитания, сумматор 24, счетчик-регистр 14 являются типовыми элементами цифровых импульсных устройств и выполняются на базе соответствующих интегральных микросхем. Блоки умножения кодов 8, возведения в квадрат 22, 23 и деления 11 реализованы в виде типовых арифметических устройств, в частности на основе сдвиговых регистров. Блоки вычисления тригонометрических функций косинуса и синуса 18 и 19, извлечения квадратного корня 25 выполняются в виде дешифраторов кодов. Блок 13 съема кодов выполняется в виде набора схем И, с помощью которых по импульсам опроса, следующим с частотой F_i, производится перенос кода j из счетчика-регистра 14 в накапливающий сумматор 12. Блок 26 нормировки обеспечивает деление на n (на количество измерений). Он выполняется на основе счетчика-регистра с обратными связями. Компаратор 27 кодов построен по схеме отбора чисел в интервале от Ψ_пор до единицы. Блок 5 преобразования кодов выполняется в виде умножителя параметра j_ут на константу δf и содержит выходной регистр, на который записываются результаты измерения разностной частоты после первого и второго этапов обработки фазовой информации. Блок 6 управления формирует последовательности синхроимпульсов частоты F₁, F₂, F_i и F_j. Он выполняется на основе мультивибраторов.

Изобретение относится к измерительной технике и может быть использовано для измерения частоты или разности частот гармонических сигналов. Устройство для измерения частоты и разности частот сигналов содержит блок 1 фазоизмерителя, регистр 2 памяти, коррелятор 3, блок 4 весовой обработки, блок 5 преобразователя кодов, блок 6 управления, формирователь 7 опорных функций. Коррелятор 3 содержит блок вычитания, два параллельно включенных канала, сумматор, блок извлечения квадратного корня, блок нормировки, компаратор кодов. 1 з.п. ф-лы, 6 ил.

1. УСТРОЙСТВО ДЛЯ ИЗМЕРЕНИЯ ЧАСТОТЫ И РАЗНОСТИ ЧАСТОТ СИГНАЛОВ, содержащее последовательно соединенные блок фазоизмерителя, коррелятор и блок преобразователя кодов, отличающееся тем, что в него дополнительно введены регистр памяти, первый вход которого соединен с выходом блока фазоизмерителя, а выход - с первым входом коррелятора, блок весовой обработки в составе последовательно соединенных умножителя, вход которого подключен к выходу коррелятора, первого накапливающего сумматора и блока деления, а также второго накапливающего сумматора, вход которого подключен к выходу коррелятора, а выход - к второму входу блока деления, выход которого соединен с входом преобразователя кодов, формирователь опорных функций в составе последовательно соединенных счетчика-регистра, блока съема кодов и третьего накапливающего сумматора, причем выход третьего накапливающего сумматора соединен с вторым входом коррелятора, а выход счетчика регистра - с вторым входом умножителя, и блок управления, первый выход которого соединен с третьим входом блока фазоизмерителя, второй выход - с вторыми входами регистра памяти и блока съема кодов, а третий выход - с вторым входом счетчика-регистра. 2. Устройство по п.1, отличающееся тем, что коррелятор включает в себя последовательно соединенные блок вычитания, параллельно включенные первый и второй квадратурные каналы, сумматор, блок извлечения корня квадратного, блок нормировки и компаратор кодов, причем первый квадратурный канал содержит последовательно соединенные блок вычисления косинуса, четвертый накапливающий сумматор и первый квадратор, а второй квадратурный канал содержит последовательно включенные блок вычисления синуса, пятый накапливающий сумматор и второй квадратор, первый вход блока вычитания соединен с регистром памяти, а второй - с первым выходом формирователя опорных функций.