ЦИФРОВАЯ СИСТЕМА ФАЗОВОЙ АВТОПОДСТРОЙКИ ЧАСТОТЫ (ВАРИАНТЫ) Российский патент 2010 года по МПК H03L7/06 

Изобретение относится к технике связи и может быть использовано в устройствах, реализованных на основе систем фазовой автоподстройки частоты.

В известных реализациях цифровых систем обычно используют квадратурную обработку сигнала несущей частоты, см., например, устройство для улучшения характеристик захвата и синхронизации системы фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) - патент RU 2255418.

В современной технике связи часто используются сигналы с манипуляцией несущей частоты на 180° последовательностью двоичных символов. Если чередование символов носит случайный характер, то в результате такой манипуляции несущая подавляется. Для восстановления несущей при приеме сигнала используются системы фазовой автоподстройки частоты, нечувствительные к перевороту фазы на 180°. В качестве прототипа предлагаемого изобретения выбрана система фазовой автоподстройки частоты (см. Банкет В.Л., Мельник A.M. Системы восстановления несущей при когерентном приеме дискретных сигналов, Зарубежная радиоэлектроника, 12/83, с.28-49, Москва, Радио и Связь). Пример реализации такой системы приведен на фигуре 1.

На вход цифровой системы ФАПЧ должен приходить оцифрованный сигнал, для чего используется, например, усилитель-ограничитель 1, выполняющий роль двухуровневого квантователя (без квантования по времени).

Система ФАПЧ содержит последовательно включенные квадратурные смесители 2а и 2b, квадратурные накопители сигнала 3а и 3b на интервале 0…Т, дискриминатор в виде функционального преобразователя 4, реализующего аппроксимацию характеристики , формирователь закона регулирования 5, синтезатор частот 6 с двумя квадратурными выходами (со сдвигом на 90°), которые в качестве гетеродинов подключены ко вторым входам смесителей 2а и 2b. Смесители 2а и 2b расположены в двух ортогональных каналах и могут быть выполнены, например, в виде сумматоров по модулю два.

В цифровых системах с бинарным квантованием сигнал и гетеродины представлены в виде двухуровневых процессов, а процессы после смесителей - в виде широтно-импульсной модуляции (ШИМ). На выходе смесителей существуют две компоненты разностного сигнала, первые гармоники которых могут быть записаны:

где U - текущая амплитуда сигнала.

Накопители 3а и 3b циклически производят первичное когерентное накопление (интегрирование) первого (1) и второго (2) процессов в пределах 0…Т. Время интегрирования Т (цикл регулирования) выбирается, исходя из скорости передачи информации, полосы ФАПЧ и энергетики в канале связи. В результате накопления в каждом i-том цикле на выходе интеграторов формируются отсчеты A_i и В_i:

Если пренебречь изменением фазы за время накопления, то текущие отсчеты А_i и В_i представляют собой проекции вектора сигнала на две ортогональные оси системы координат, задаваемой опорным сигналом (гетеродином). Поскольку фаза опорного сигнала подстраивается в петле ФАПЧ, то в процессе подстройки один из отсчетов (А_i) стремится к нулю, а другой (В_i) - к максимуму.

В каждом цикле регулирования определяется необходимая величина и знак воздействия на частоту синтезатора. В прототипе для этой цели введен функциональный преобразователь 4, реализующий аппроксимацию функции , который в идеальном случае должен формировать фазовую характеристику дискриминатора, приведенную на фигуре 3. Функциональный преобразователь 4 через формирователь закона регулирования 5 связан с синтезатором 6.

Если частота принимаемого сигнала неизвестна и выходит за границы полосы захвата, то для вхождения ФАПЧ в синхронизм в общем случае требуется ввод целеуказаний по частоте в формирователь закона управления 5 (см. фигуру 1). Для получения целеуказаний может использоваться, например, панорамный обнаружитель. Точность целеуказаний определяется шириной полосы захвата, которую выгодно иметь максимальной при заданной крутизне регулирования.

Отметим важные достоинства идеализированной системы ФАПЧ с функциональным преобразователем : при смене фазы сигнала на 180° одновременно изменяются знаки компонент А_i и В_i. При этом знака не меняет, что делает такую систему пригодной для слежения за сигналом с манипуляцией на 180° (с подавленной несущей);

поскольку (ошибка рассогласования), то фазовая характеристика дискриминатора линейна на интервале 0°…180° и далее полностью повторяется на интервале 180°…360°;

фазовая характеристика дискриминатора имеет постоянную крутизну, не зависящую от соотношения сигнал/шум. При этом ФАПЧ сохраняет свои параметры при изменении уровня сигнала во всем рабочем диапазоне, вплоть до порогового.

Следует отметить, что приведенные выше достоинства дискриминационной характеристики типа с достаточной точностью можно реализовать, если из продукта преобразования на смесителях 2а и 2b выделить только первую гармонику, корректно произвести первичное накопление и вычислить функцию .

Практически сигнал с выходов смесителей 2а и 2b используется без отделения высших гармоник. В этом случае при наличии расстройки по частоте среднее значение преобразованного сигнала на интервале цикла регулирования будет меняться не по гармоническому закону (формулы 1 и 2), а по треугольному (фигура 2). Корректное вычисление в реальном масштабе времени - задача сложная, поэтому используется приближенная аппроксимация этой функции, например, реализованная в прототипе в виде:

на интервале -90°…-45° - константа -Nmax;

на интервале -45°…+45° - аппроксимация ,

на интервале +45°…+90° - константа +Nmax,

где N - текущая реализация выходного числа в цифровом дискриминаторе;

Nmax - максимальное значение числа N.

Форма полученной дискриминационной характеристики по сравнению с

для треугольных законов изменения А_i и В_i приведена на фигуре 4.

В режиме слежения системы ФАПЧ (при малых ошибках рассогласования) аппроксимированная форма дискриминационной характеристики практически линейна и имеет ту же крутизну, что и .

Однако при увеличении рассогласования по фазе становится заметной нелинейность аппроксимированной характеристики. При рассогласовании уже на 45° крутизна характеристики увеличивается в 4 раза и далее быстро растет. Параметры системы ФАПЧ, рассчитанной на работу со слабыми сигналами, не допускают такого изменения крутизны, особенно если порядок астатизма системы выше первого. Динамический процесс вхождения ФАПЧ в синхронизм становится колебательным и длится долго. Поэтому практически невозможно использовать аппроксимацию за пределами ±45°. При этом недоиспользуется половина возможной реализации полосы захвата. В автоматических системах быстрого вхождения в связь это, в свою очередь, требует повышения точности целеуказаний по частоте.

Предлагаемое техническое решение позволяет упростить реализацию в системе ФАПЧ формы дискриминационной характеристики, аналогичной .

Технический результатом заявленного изобретения является быстрое вхождение в синхронизм ФАПЧ при приеме коротких сообщений со слабой энергетикой с неопределенностью времени прихода сообщения, повышение надежности приема сообщений.

Технический результат достигается тем, что цифровая система фазовой автоподстройки частоты для приема фазоманипулированных сигналов с подавленной несущей содержит усилитель-ограничитель, вход которого является входом цифровой системы фазовой автоподстройки частоты, два квадратурных канала, на выходе каждого из которых формируется соответствующее текущее значение сигнала А_i и В_i, последовательно соединенные дискриминатор в виде функционального преобразователя, формирователь закона управления, на другой вход которого подаются целеуказания по частоте, и синтезатор восстановленной несущей частоты с квадратурными выходами, при этом каждый из квадратурных каналов содержит последовательно соединенные квадратурный смеситель и накопитель сигнала, выход которого подключен к одному из входов дискриминатора в виде функционального преобразователя, выход усилителя-ограничителя соединен с входом каждого из квадратурных смесителей, вторые входы которых соединены с соответствующим из квадратурных выходов синтезатора восстановленной несущей частоты с квадратурными выходами, при этом дискриминатор в виде функционального преобразователя реализует дискриминационную характеристику вида или .

Предлагаемое техническое решение поясняется фигурой 5, на которой приведена структурная схема предлагаемого устройства.

Как и в прототипе, для оцифровки сигнала используется, например, усилитель-ограничитель 1, выполняющий роль двухуровневого квантователя. Выходы усилителя-ограничителя 1 соединены с входами квадратурных смесителей 2а и 2b. Квадратурные смесители могут быть выполнены в виде сумматоров по модулю два. Выходы квадратурных смесителей 2а и 2b соединены с входами накопителей сигнала 3а и 3b. Выходы накопителей сигнала 3а и 3b соединены с дискриминатором 4. Усилитель-ограничитель 1, смесители 2а и 2b, а также накопители сигнала 3а и 3b образуют два квадратурных канала накопления сигнала, на выходе которых формируются текущие значения А_i и B_i.

Функциональный преобразователь реализует дискриминационную характеристику или которая с учетом дискретности максимально соответствует идеальной .

Выход дискриминатора 4 соединен с входом формирователя закона управления 5, на другой вход которого подаются целеуказания по частоте. Выход формирователя закона управления 5 соединен с синтезатором частот 6. Два квадратурных выхода синтезатора частот 6 в качестве гетеродинов подключены к смесителям 2а и 2b.

В предлагаемой цифровой системе ФАПЧ упрощается реализация дискриминационной характеристики, приближающейся к идеальной .

Дискриминатор 4 реализует функцию (по модулю):

В самом деле, , но справедливо также

Выражение - это полная длина вектора (|Nmax|). Для треугольных процессов (фигура 2) полная длина вектора вычисляется просто:

Равенство (5) для arcsin справедливо в пределах Δφ=0°…180°. На интервале 180°…360° характеристика arcsin, в отличие от arctg, имеет обратный знак. Для приема сигналов с манипуляцией на 180° знак управления должен быть произведением знаков А_i и В_i:

Правило знаков по формуле (7) практически легко реализуется на логическом элементе «исключающее ИЛИ» (XOR).

Таким образом, в качестве дискриминатора 4 используется функциональный преобразователь, реализующий управляющую функцию N_вых типа

При слабом (зашумленном) сигнале могут встретиться (редко) реализации, когда одновременно |A_i| = 0 и |B_i| = 0. В этом случае возникает операция «деление ноль на ноль», которая в некоторых вариантах реализации операции деления может привести к аномально большому значению N_вых. Как следствие, даже после единичного такого случая ФАПЧ может выбиться из синхронизма. Правильным решением в этом случае является N_вых=0. Для устранения недостатка в знаменатель нужно добавить небольшую константу, например единицу, т.е.

Преимущества предлагаемого технического решения наиболее полно проявляется при приеме коротких сообщений со слабой энергетикой, время прихода которых непредсказуемо. Чтобы в этих условиях сообщение не было потеряно, требуется быстрое вхождения ФАПЧ в синхронизм. Лимитирующими факторами времени синхронизации является:

а) Энергетический потенциал сигнала. Поскольку ожидаемый потенциал неизвестен, система должна быть рассчитана на минимальный. Это определяет требование к крутизне характеристики дискриминатора, по крайней мере, в области малых расстроек.

б) Быстрое определение целеуказаний по частоте. Решение этой проблемы не входит в задачу предлагаемого изобретения. Важно отметить, что требование к повышению точности целеуказаний в n раз при последовательном анализе увеличивает время их получения в n² раз. Поэтому при заданной крутизне дискриминационной характеристики необходимо стремиться реализовать максимальную полосу захвата.

в) После получения целеуказаний и установки частоты синтезатора в область полосы захвата процесс синхронизации определяется динамикой процесса отработки ФАПЧ ошибки по частоте. Для минимизации времени отработки ошибки характеристика дискриминатора должна быть максимально линейной на возможно большем участке рассогласования по фазе.

Описанная выше цифровая система фазовой автоподстройки частоты для приема фазоманипулированных сигналов с подавленной несущей практически реализована в системе со следующими параметрами:

сигнал приходит в случайное время;

принимаемое сообщение длится 1,5…3 секунды;

минимальный энергетический потенциал в радиолинии (отношение мощности сигнала к спектральной плотности шума) - 2000 Гц;

несущая частота манипулирована на 180° сигналом со скоростью 100 Бод;

неопределенность сигнала по частоте ±12,5 кГц;

допустимое время на вхождение ФАПЧ в синхронизм - 0,28 секунды (в сигнале имеется преамбула);

ФАПЧ обладает астатизмом второго порядка. Для получения целеуказаний по частоте имеется панорамный обнаружитель сигнала, выдающий 13 раз в секунду целеуказания с точностью ±40 Гц (312 полос в области неопределенности частоты). Такую же величину имеет и полоса захвата ФАПЧ, при этом вхождение ФАПЧ в синхронизм в заданное время осуществляется без проблем.

Таким образом, предлагаемое техническое решение удовлетворяет этим требованиям, так как реализует характеристику дискриминатора, совпадающую с идеальной - .

Изобретение относится к технике связи и может быть использовано в устройствах, реализованных на основе систем фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). Достигаемый технический результат - быстрое вхождение в синхронизм ФАПЧ при приеме коротких сообщений, повышение надежности. Цифровая система ФАПЧ содержит усилитель-ограничитель, два квадратурных канала, дискриминатор в виде функционального преобразователя, формирователь закона управления и синтезатор восстановленной несущей частоты с квадратурными выходами, на выходе каждого из которых формируется соответствующее текущее значение сигнала А_i и В_i, при этом дискриминатор в виде функционального преобразователя реализует дискриминационную характеристику вида

или вида

2 н.п. ф-лы, 5 ил.

1. Цифровая система фазовой автоподстройки частоты для приема фазоманипулированных сигналов с подавленной несущей, содержащая усилитель-ограничитель, вход которого является входом цифровой системы фазовой автоподстройки частоты, два квадратурных канала, на выходе каждого из которых формируется соответствующее текущее значение сигнала А_i и В_i, последовательно соединенные дискриминатор в виде функционального преобразователя, формирователь закона управления, на другой вход которого подаются целеуказания по частоте, и синтезатор восстановленной несущей частоты с квадратурными выходами, при этом каждый из квадратурных каналов содержит последовательно соединенные квадратурный смеситель и накопитель сигнала, выход которого подключен к одному из входов дискриминатора в виде функционального преобразователя, выход усилителя-ограничителя соединен с входом каждого из квадратурных смесителей, вторые входы которых соединены с соответствующими из квадратурных выходов синтезатора восстановленной несущей частоты с квадратурными выходами, отличающаяся тем, что дискриминатор в виде функционального преобразователя реализует дискриминационную характеристику вида

2. Цифровая система фазовой автоподстройки частоты для приема фазоманипулированных сигналов с подавленной несущей, содержащая усилитель-ограничитель, вход которого является входом цифровой системы фазовой автоподстройки частоты, два квадратурных канала, на выходе каждого из которых формируется соответствующее текущее значение сигнала А_i и В_i, последовательно соединенные дискриминатор в виде функционального преобразователя, формирователь закона управления, на другой вход которого подаются целеуказания по частоте, и синтезатор восстановленной несущей частоты с квадратурными выходами, при этом каждый из квадратурных каналов содержит последовательно соединенные квадратурный смеситель и накопитель сигнала, выход которого подключен к одному из входов дискриминатора в виде функционального преобразователя, выход усилителя-ограничителя соединен с входом каждого из квадратурных смесителей, вторые входы которых соединены с соответствующими из квадратурных выходов синтезатора восстановленной несущей частоты с квадратурными выходами, отличающаяся тем, что дискриминатор в виде функционального преобразователя реализует дискриминационную характеристику вида