СПОСОБ РАДИОЛОКАЦИИ НА МАЛЫХ ДАЛЬНОСТЯХ Российский патент 2015 года по МПК G01S13/00 

Изобретение относится к способам локации на малых дальностях (до нескольких километров) в радиосистемах посадки летательных аппаратов (ЛА), сближения и стыковки космических объектов, безопасного вождения и парковки автомобилей, мониторинга местности и пр. при решении задач обнаружения и распознавания объектов, особенно малоразмерных с малой эффективной площадью рассеивания (ЭПР), при определении их местоположения, построении радиолокационного изображения (РЛИ) местности с заданным разрешением, навигации в плохих погодных условиях и т.д.

В локаторе длительность зондирующего сигнала, как правило, определяется энергетическими соображениями, и, зачастую, особенно при использовании твердотельных генераторов и усилителей мощности, требуемая минимальная длительность зондирующего сигнала значительно превышает задержку эхо-сигнала на минимальной дальности работы локатора. При этом вследствие неидеальности развязки приемо-передающих трактов, при лоцировании объектов на малых дальностях в приемном тракте на принимаемый эхо-сигнал накладывается «пролезающий» зондирующий сигнал и возникает задача приема эхо-сигналов, отраженных от лоцируемых объектов, на фоне этого паразитного мешающего сигнала.

Амплитуда эхо-сигнала уменьшается обратно пропорционально 4-й степени увеличения дальности, а уровень мешающих сигналов («пролезающего» от зондирующего сигнала и собственных шумов приемного тракта) постоянен. При этом могут возникнуть три варианта приема. Первый случай соответствует приему эхо-сигналов на малых «нулевых» дальностях, когда эхо-сигнал значительно превышает паразитный сигнал от зондирующего сигнала. В этом случае можно использовать обычный зондирующий сигнал, например в виде одиночного импульса.

По мере увеличения дальности особенно при лоцировании малоразмерных объектов мощность эхо-сигналов становится соизмеримой или даже меньше мощности «пролезающей» помехи от зондирующего сигнала. На этом втором участке работа локатора невозможна без увеличения развязки приемо-передающих каналов. Наконец, третий участок соответствует дальности, когда задержка эхо-сигналов превосходит длительность зондирующего сигнала, и лоцирование осуществляется на фоне собственных шумов приемного тракта (и внешних помех, в общем случае).

Второй участок требует принятия специальных мер по развязке принятых эхо-сигналов от излучаемого. Но при использовании пространственных, частотных и поляризационных методов развязку более 50…70 дБ технически реализовать трудно. Полностью устранить эту проблему можно за счет разнесения по времени излучения зондирующего сигнала и приема отраженных от лоцируемых объектов сигналов, т.е. когда в любой момент времени система либо излучает сигнал, либо его принимает. В этом случае для решения проблемы можно использовать прерывистый сигнал (статья G. Brooker, D. Birch, J. Solms «W-Band Airborne Interrupted frequency Modulated CW Imaging Radar», журнал «Aerospace and Electronic Systems», vol. 41, no. 3, июль 2005).

Прерывистый сигнал на каждом такте зондирования имеет вид последовательности подымпульсов и характеризуется длительностью подымпульсов, их периодом повторения, их количеством и модуляцией сигналов в подымпульсах.

Похожие сигналы используют в ультразвуковой дефектоскопии (см., например, В.Г. Карташев, И.В. Соколов «Сплит-сигнал, его характеристики и методы обработки», журнал «Радиотехника», 2009, №1).

В указанной статье решают задачи согласованной фильтрации зондирующего сигнала в виде набора импульсов (квазигармоник, если использовать терминологию Карташева) с индивидуальной постоянной частотой заполнения и заданной огибающей (прямоугольной, гауссовской). В статье, в частности, показано, что если в импульсе укладывается не целое число длин волн частоты заполнения, то автокорреляционная функция (АКФ) такого сигнала дает побочные максимумы при t=К×Т_п, где К=1, 2, 3…, а Т_п - период повторения импульсов, т.е. в общем случае возникает неопределенность в местоположении лоцируемого объекта, а также возможны взаимные помехи эхо-сигналов от объектов, смещенных по дальности на величину сКТ_п/2, где с - скорость света.

Вместе с тем, так как в этой статье главной задачей является уменьшение объема вычислительных операций, то основное внимание в ней уделяется непрерывному сигналу и практически не обсуждаются методы подавления побочных максимумов для прерывистого сигнала. Тем не менее рассмотренный вариант применения прерывистого сигнала является наиболее близким аналогом-прототипом способа, предлагаемого для решения задач в условиях малой дальности локации.

Задачей предлагаемого изобретения является разработка способа локации объекта на малых дальностях с использованием прерывистого сигнала при подавлении побочных лепестков его АКФ до требуемого уровня. При этом для зондирования выбирают прерывистый импульсный сигнал, соответствующий стробированию (вырезанию) из прямоугольного импульса с линейной частотной модуляцией (ЛЧМ) и с девиацией частоты f_дев N подымпульсов длительностью τ_и каждый и с периодом повторения Т_п, так что длительность всей пачки подымпульсов τ_с=N×Т_п. Причем суммарная длительность всех подымпульсов τ_иΣ=N×τ_и должна быть не менее τ_{с_min_с/ш} - минимально допустимой длительности зондирующего сигнала, определяемой требуемой энергией зондирующего сигнала (энергетическим потенциалом локатора). Девиацию частоты f_дев определяют исходя из требований по разрешающей способности лоцирования по дальности, а при приеме проводят согласованную с зондирующим сигналом обработку, а также весовую обработку для уменьшения боковых лепестков по дальности. Применение прерывистого сигнала и подавление побочных лепестков его АКФ обеспечивают, с одной стороны, полную развязку принимаемых эхо-сигналов от «пролезающего» в приемный тракт локатора зондирующего сигнала, а, с другой, однозначность лоцирования объектов на заданном интервале дальностей и подавление помех от объектов, расположенных далее этого интервала, до требуемого уровня.

Сущность изобретения состоит в том, что в способе радиолокации на малых дальностях, при котором при зондировании используют прерывистый импульсный сигнал, выбор параметров прерывистого сигнала осуществляют исходя из требуемого значения подавления «дифракционных» лепестков (ДЛ) автокорреляционной функции (АКФ) этого сигнала, вызванных переходом от одиночного ЛЧМ импульса к пачке из N подымпульсов, для чего определяют требуемое число К_тр первых подавляемых ДЛ и осуществляют их подавление за счет размещения их в «нулевых» зонах АКФ путем выбора периода повторения этих лепестков, определяемого выражением Т_ДЛ=N/f_дев, и длительностей τ_и и τ_max, где τ_и - длительность подымпульса, τ_max≥2R_max/c, R_max - максимальная дальность лоцирования, а с - скорость света, причем для k-го подавляемого ДЛ в диапазоне 1≤k≤К_тр выполняется неравенство ((k-1)τ_max+kτ_и)<kТ_ДЛ<(kτ_max+(k-1)τ_и).

При этом число подавляемых ДЛ К_тр определяется выражением:

где L_под - требуемое значение подавления ДЛ в дБ, а Е[х] - целая часть от х.

Кроме того, при выборе параметров зондирующего сигнала сначала вычисляют требуемое количество подымпульсов N при τ_max=2R_max/c в соответствии с выражением:

N=Е[τ_max×f_дев],

а затем находят длительность подымпульса как τ_и =(τ_c__min__c/ш)/N и количество подавляемых ДЛ, соответствующее этому τ_и:

$${К}_{под}=\frac{{\tau }_{\max }}{{\tau }_{и}}$$

и, если К_тр ≤ К_под, то полученное К_тр используют для вычисления τ_и

$${\tau }_{и}=\frac{{\tau }_{\max }}{{К}_{тр}}$$

причем при невыполнении условия К_тр ≥ К_под увеличивают R_max или уменьшают τ_с__{min_с/ш} до выполнения этого условия.

Кроме того, для учета протяженности ДЛ и его расширения при весовой обработке для найденных параметров сигнала вычисляют корректировочные поправки

$$\Delta {\tau }_{\max }=\frac{\mathrm{1,8}}{f_{дев}}$$ и $$\Delta {\tau }_{и}=\Delta {\tau }_{\max }\times \left(\frac{{К}_{тр}-1}{{К}_{тр}}\right)$$ ,

а итоговые параметры сигнала получают из выражений

$${\tau }_{и\_раб}=\frac{2R_{\max }}{c\ast {К}_{тр}}-\frac{\mathrm{1,8}}{f_{дев}}\times \left(\frac{{К}_{тр}-1}{{К}_{тр}}\right)$$ ,

$${Т}_{пов\_раб}=\frac{2({К}_{тр}+1)R_{\max }}{c\ast {К}_{тр}}+\frac{\mathrm{1,8}}{{К}_{тр}\ast f_{дев}}$$ .

Технический результат применения предлагаемого способа заключается в обеспечении возможности лоцирования объектов на малой дальности при недостаточном для радиолокации соотношении мощностей эхо-сигнала и мешающего «пролезающего» в приемный тракт зондирующего сигнала. Это достигается за счет использования для локации на малых дальностях прерывистого ЛЧМ сигнала, обработка и выбор параметров которого осуществляются в соответствии с предлагаемым способом.

Перечень фигур:

На фиг. 1 изображены два сдвинутых относительно друг друга ЛЧМ сигнала, что иллюстрирует физический смысл разностной частоты (f_разн) и ее зависимость от временного сдвига.

На фиг. 2 приведены два подымпульса прерывистого сигнала и сигнал разностной частоты. Показана причина возникновения дифракционных лепестков при когерентном суммировании - укладывание кратного количества длин волны разностной частоты в период повторения подымпульсов.

На фиг. 3 показан общий вид взаимокорреляционной функции, полученной при свертке прерывистого ЛЧМ сигнала с соответствующим непрерывным сигналом той же длительности. Здесь видны все возникающие дифракционные лепестки.

На фиг. 4 приведен общий вид автокорреляционной функции, полученной при свертке прерывистого ЛЧМ сигнала с точно таким же сигналом. Видны «нулевые зоны» и подавление некоторых дифракционных лепестков за счет попадания в эти зоны.

На фиг. 5 приведен вид взаимокорреляционной функции для расчетного примера.

На фиг. 6 приведен вид автокорреляционной функции для расчетного примера, показывающий подавление десяти дифракционных лепестков.

Предлагаемый для лоцирования на малых дальностях зондирующий сигнал в виде прерывистого сигнала имеет периодическую структуру. При использовании прерывистого сигнала с линейной частотной модуляцией (ЛЧМ) его согласованную обработку можно представить как последовательное выполнение двух операций. Сначала осуществляют перемножение принятого сигнала на такой же, но смещенный по времени опорный сигнал, и получение сигнала разностной частоты (см. фиг. 1). Затем осуществляют интегрирование разностного сигнала за длительность всех подымпульсов опорного сигнала. При определенных взаимных смещениях принятого и опорного сигналов будут наблюдаться дифракционные максимумы - дифракционные лепестки (ДЛ). Действительно, это произойдет при укладывании целого числа волн разностной частоты λ_разн в период повторения Т_п (см. фиг. 2), поэтому справедливо соотношение

$$К\times {\lambda }_{разн}=с\times {Т}_{п},(1)$$ ,

где К=1, 2, 3…

Эти ДЛ оказывают негативное влияние, выражающееся, как уже отмечалось, в двух факторах: в неоднозначности определения местоположения отражающего объекта и во взаимном влиянии (помехах) объектов, смещенных по своему положению на период(ы) повторения ДЛ.

Из фиг. 1 видна связь между сдвигом подымпульса и разностной частотой. Из подобия треугольников и с учетом доплеровского смещения частоты f_доп за счет движения ЛА, можно записать

$$f_{разн}=f_{дев}\times \frac{{\tau }_{сдв}}{{\tau }_{сиг}}+f_{доп}(2)$$

Исходя из (2) и (1), для К-го ДЛ справедливо соотношение

$$\frac{К}{{Т}_{п}}=f_{дев}\times \frac{{\tau }_{сдв}}{N\ast {Т}_{п}}+f_{доп}$$

$${\tau }_{сдв}=\frac{N}{f_{дев}}(К-f_{доп}\times {Т}_{п}),К=\mathrm{1,}\mathrm{2,}3\dots$$

Доплеровская частота имеет порядок килогерц, а время Т_п порядок микросекунд, поэтому доплеровским слагаемым, в первом приближении, можно пренебречь. В результате формулу для положения К-го ДЛ можно записать как

$${\tau }_{сдв}\approx К\times \frac{N}{f_{дев}}.(3)$$

Отсюда следует, что период повторения ДЛ равен $$\frac{N}{f_{дев}}$$ и не зависит от временных параметров сигнала.

Вместе с тем, наличие в опорном сигнале «нулевых зон» (опорный сигнал равен 0), приводит к появлению так называемых «нулевых зон» в АКФ. В пределах одного периода повторения подымпульсов Т_п «нулевая зона» начинается в момент времени τ_и и заканчивается в (Т_п - τ_и). Таким образом, возникает возможность добиться такого перекрытия двух временных последователностей (повторение «нулевых зон» и повторение ДЛ), чтобы некоторое требуемое количество ДЛ было подавлено за счет их попадания в «нулевые зоны» АКФ. Подбором разности периодов повторения ДЛ и подымпульсов возможно наложение К-го ДЛ на К-ю «нулевую зону», т.е. когда каждый ДЛ совпадает со своей «нулевой зоной».

Расстояние между двумя ближайшими дифракционными максимумами (период их повторения) равно $$\frac{N}{f_{дев}}$$ , поэтому для К-го ДЛ можно записать условия нахождения его в К-й «нулевой зоне» при заданной девиации сигнала:

где N_min - количество подымпульсов, при котором К-й ДЛ находится в самом начале К-й «нулевой зоны», a N_max - количество подымпульсов, при котором К-й ДЛ находится в самом конце К-й «нулевой зоны». Поэтому, если расположить первый ДЛ в конце первой «нулевой зоны» АКФ, то, так как все последующие ДЛ смещаются к началу соответствующей зоны, при оптимальном размещении некоторый К-й ДЛ встанет в начало К-й зоны. Приравняв количество подымпульсов в сигнале при условии N_max1=N_minK, получим выражение для количества подавляемых ДЛ:

Количество подавляемых ДЛ зависит от временных параметров (τ_и, Т_п) подымпульсов и не зависит от девиации и количества подымпульсов, поэтому есть возможность менять К_max, не изменяя при этом положение ДЛ, период повторения которых равен $$\frac{N}{f_{дев}}$$ .

Из условия нахождения первого ДЛ в конце первой «нулевой зоны» получаем условие на количество подымпульсов в сигнале:

функция Е[х] - целая часть от х

Далее, зная полученное, исходя из требуемого энергетического потенциала локатора, минимальное общее время излучения τ_{с_min с/ш}, можно вычислить минимальную длительность подымпульса

и определить максимально возможное количество подавляемых ДЛ К_max в соответствии с выражением (4). Далее необходимо сравнить полученное значение К_max с требуемым количество подавляемых ДЛ, которое определяется заданным значением подавления ДЛ. Т.к. расстояние между ДЛ равно максимальной дальности локации, то минимальное (учитывающее только увеличение дальности) подавление К-го ДЛ будет равно . Отсюда получаем выражение для требуемого количества ДЛ:

где L_под - требуемое задаваемое значение подавления ДЛ в дБ, функция Е[х] - целая часть от х. При этом L_под определяется с учетом имеющихся пространственной и частотной развязок приемного тракта от зондирующего сигнала.

Если К_тр ≤ К_max, то это означает, что выбранные параметры прерывистого зондирующего сигнала отвечают поставленным требованиям и могут только уточняться, исходя из требований их технической реализации.

Если же К_тр > К_max, то нужно:

- увеличивать R_max (увеличивая, таким образом, время τ_max и количество подымпульсов N),

- уменьшать минимальную длительность подымпульса τ_и (задавая тем самым более жесткие требования к локатору),

- уменьшать требуемый уровень подавления ДЛ L_под, но любым способом добиться выполнения условия К_тр ≤ К_max.

После выполнения этого условия при необходимости уточняют длительность подымпульса из условия количество подымпульсов , период повторения .

Проведенные расчеты проводились в предположении, что длительность главного лепестка АКФ (и ДЛ также) значительно меньше τ_max. В этом случае теоретически максимум первого ДЛ помещался точно в конец первой «нулевой зоны». При этом примерно половина ДЛ попадает в ненулевую зону. Аналогичная ситуация для К_тр-го ДЛ, который теоретически помещается (в худшем случае) в начало К-й «нулевой зоны». На практике при больших значениях девиации частоты это не имеет существенного значения. Тем не менее, чтобы подавить ДЛ полностью нужно несколько изменить положение «нулевых зон», т.е. изменить параметры τ_и и τ_max.

Введем следующие обозначения:

Δτ_max - приращение τ_max относительно полученного ранее значения,

Δτ_и - приращение τ_и относительно начального значения,

Δτ_сж - полуширина ДЛ, определяемая девиацией частоты за длительность всего прерывистого сигнала.

Отметим, что для сохранения количества подавляемых максимумов К_max τ_max должно увеличиваться, а τ_и - уменьшаться. Т.е., новые значения будут

Тогда, чтобы подавить первый ДЛ полностью, нужно «нулевую зону» расширить вправо. При этом должно выполняться условие: Δτ_max≥Δτ_сж.

Запишем абсолютное положение К-го максимума через исходные параметры сигнала и через скорректированные

Раскрыв скобки и убрав одинаковые члены, получим результат:

При согласованной обработке полуширина полученного центрального сжатого импульса, как и ширина половины ДЛ, определяются

При весовой обработке импульс расширяется в 1,5-2 раза, например, моделирование для окна Хэмминга дает результат примерно 1,8. Тогда для полуширины ДЛ можем записать:

Отсюда следует условие на минимальное Δτ_max и Δτ_и:

В качестве примера можно рассмотреть выбор параметров сигнала при ближней локации в диапазоне до R_max=3 км. Для определенности положим, что требуемый уровень подавления L_под = 40 дБ, девиация частоты f_дев =10 МГц, общая длительность излучения τ_с__min__с/ш = 40 мкс.

При этом:

время приема ;

количество подымпульсов

требуемое количество подавляемых

минимальное значение длительности подымпульса (исходя из энергетических соображений)

максимальное количество подавляемых

Так как К_тр<К_max, то длительность подымпульса может быть увеличена (что не противоречит указанным ранее энергетическим соображениям) до

При использовании весовой обработки (окно Хэмминга):

округляем (в большую сторону) до 0,2 мкс,

округляем (в большую сторону) до 0,2 мкс.

Итоговые параметры сигнала:

Прерывистый сигнал с полученными параметрами может быть достаточно легко реализован на практике. ВКФ и АКФ такого сигнала с округленными для практической реализации значениями параметров τ_{и_итог} =1,8 мкс, τ_max__итог =20,2 мкс, τ_п__итог=22 мкс приведены на фиг. 5 и фиг. 6 соответственно. Эти фигуры подтверждают подавление заданного количества ДЛ и эффективность предлагаемого способа.

Изобретение относится к способам локации на малых дальностях и может быть использовано в радиосистемах посадки летательных аппаратов, сближения и стыковки космических объектов, безопасности вождения и парковки автомобилей. Достигаемый технический результат - разработка способа локации объекта при малых дальностях с использованием прерывистого сигнала при подавлении побочных лепестков его автокорреляционной функции. Сущность изобретения состоит в том, что способ основан на использовании прерывистого импульсного сигнала, при этом выбор параметров прерывистого сигнала осуществляют исходя из требуемого подавления «дифракционных» лепестков (ДЛ) автокорреляционной функции этого сигнала, для чего определяют требуемое число К_тр подавляемых первых (ближних) ДЛ и осуществляют их подавление за счет размещения их в «нулевых» зонах автокорреляционной функции, что достигается за счет определенного выбора периода повторения этих лепестков и соответствующих длительностей, при этом К_тр может быть определено исходя из требуемой величины подавления ДЛ. 2 з.п. ф-лы, 6 ил.

1. Способ радиолокации на малых дальностях, основанный на использовании прерывистого импульсного сигнала, характеризующийся тем, что выбор параметров прерывистого сигнала осуществляют исходя из требуемого подавления «дифракционных» лепестков (ДЛ) автокорреляционной функции этого сигнала, вызванных переходом от одиночного ЛЧМ импульса к пачке из N подымпульсов, для чего определяют требуемое число К_тр первых подавляемых ДЛ и осуществляют их подавление за счет размещения их в «нулевых» зонах автокорреляционной функции путем выбора периода повторения этих лепестков, определяемого выражением Т_ДЛ=N/f_дев, и длительностей τ_и и τ_max, где τ_и - длительность подымпульса, τ_max≥2R_max/c, R_max - максимальная дальность лоцирования, а с - скорость света, причем для k-го подавляемого ДЛ в диапазоне 1 ≤ k ≤ K_тр выполняется неравенство ((k-1) τ_max+kτ_и)<kТ_ДЛ<(kτ_max+(k-1)τ_и).

2. Способ по п. 1, характеризующийся тем, что число подавляемых лепестков K_тр определяют исходя из выражения:

где L_под - требуемая величина подавления ДЛ в дБ, оператор Е[х] - целая часть от х.

3. Способ по п. 1, характеризующийся тем, что при выборе параметров прерывистого сигнала сначала вычисляют требуемое количество подымпульсов N при τ_max=2R_max/c в соответствии с выражением:
N=Е[τ_max×f_дев],
а затем находят длительность подымпульса как τ_и =(τ_c__min__c/ш)/N и количество подавляемых ДЛ, соответствующее этому τ_и, как
$${К}_{под}=\frac{{\tau }_{\max }}{{\tau }_{и}}$$
и, если К_тр ≤ К_под, то полученное К_тр используют для вычисления τ_и:
$${\tau }_{и}=\frac{{\tau }_{\max }}{{К}_{тр}}$$
причем при невыполнении условия К_тр ≥ К_под увеличивают R_max или уменьшают τ_с__min__с/ш до выполнения этого условия.

4. Способ по п. 3, характеризующийся тем, что для найденных параметров сигнала вычисляют корректировочные поправки
$$\Delta {\tau }_{\max }=\frac{\mathrm{1,8}}{f_{дев}}$$ и $$\Delta {\tau }_{и}=\Delta {\tau }_{\max }\times \left(\frac{{К}_{тр}-1}{{К}_{тр}}\right)$$ ,
а итоговые параметры сигнала получают из выражений
$${\tau }_{и\_раб}=\frac{2R_{\max }}{c\ast {К}_{тр}}-\frac{\mathrm{1,8}}{f_{дев}}\times \left(\frac{{К}_{тр}-1}{{К}_{тр}}\right)$$ ,
$${Т}_{пов\_раб}=\frac{2({К}_{тр}+1)R_{\max }}{c\ast {К}_{тр}}+\frac{\mathrm{1,8}}{{К}_{тр}{f}_{дев}}$$ .