СПОСОБ ВНЕШНЕГО РАДИОЛОКАЦИОННОГО ВЫЯВЛЕНИЯ ФАКТА НАЛИЧИЯ ТРАЕКТОРНЫХ НЕСТАБИЛЬНОСТЕЙ ПОЛЕТА У ВОЗДУШНОГО ОБЪЕКТА ПО СТРУКТУРЕ ЕГО ИМПУЛЬСНОЙ ХАРАКТЕРИСТИКИ Российский патент 2015 года по МПК G01S13/93 

Изобретение относится к области радиолокационных измерений и предназначено для проверки наличия у воздушного объекта (ВО) траекторных нестабильностей (ТН) движения в виде рысканий планера в режиме перестройки несущей частоты от импульса к импульсу.

Продолжает оставаться острой проблема обеспечения безопасности полетов гражданской и военной авиации. За последние годы общие потери всей государственной авиации России составили более 300 воздушных судов [1]. Число авиационных происшествий на 100000 часов налета в течение последних 30 лет не изменяется и составляет 4-5. В других ведущих авиационных державах этот показатель в 2 раза ниже. Среди других недостатков существующей системы безопасности полетов в [1] особо отмечается отсутствие полной и достоверной информации о состоянии радиоэлектронных систем воздушных судов, аэродинамике их полета и пр. Отмечается также, что авиационные происшествия не бывают следствием проявления какого-либо одного негативного фактора. Обычно они происходят в результате взаимосвязи нескольких таких факторов. Поэтому любая информация о поведении воздушного судна или экипажа является полезной и способствует более качественной организации воздушного движения.

В этой связи необходимо отметить низкие информационные возможности современных аэродромных радиолокационных станций (РЛС). Некоторые из них до сих пор являются двухкоординатными с низкими разрешающими способностями. Поэтому задачу расширения информационных возможностей аэродромных РЛС следует признать актуальной. В частности, аэродромные РЛС не в состоянии оценивать уровень некоторых видов траекторных нестабильностей полета ВО в интересах своевременной выработки рекомендаций экипажам по продолжению полетов или экстренной посадке воздушного судна, по развороту шасси самолета на соответствующий параллельности посадочной полосе угол при посадке и т.д. Сами же экипажи порой скрывают факты непреднамеренной болтанки самолетов в воздухе по причине возможных подозрений на предмет их некомпетентности или слабой профессиональной подготовленности.

Рассматривая варианты получения информации об уровне ТН воздушных объектов от наземных РЛС, необходимо отметить, что одним из известных способов внешнего радиолокационного выявления факта наличия ТН полета воздушного судна является способ, основанный на использовании типовых аэродромных радиолокационных систем посадки РСП-6 или аэродромного посадочного радиолокатора типа АОРЛ-85 [2]. Существо способа заключается в излучении в направлении ВО импульсных сверхвысокочастотных сигналов, приеме отраженных воздушным объектом сигналов, их согласованной фильтрации, усилении, детектировании, выводе полученных видеосигналов на индикаторы курса и глиссады, зрительном сравнении положения середины и краев широкой отметки от воздушного судна с положением середины линии курса и глиссады, нанесенных на индикаторы курса и глиссады посадочной РЛС, а при наличии существенных отклонений - в расчете величины отклонения ВО от линии курса или глиссады и масштабировании результата отклонения [3, с. 64-66].

Недостатком данного способа является его низкая точность, зависимость от интеллекта и уровня подготовки оператора РЛС, а также от метеорологических и ландшафтных условий локации. Главным же недостатком такого способа является то, что он пригоден для выявления исключительно высотных и горизонтальных путевых ТН полета и совсем не состоятелен в отношении случайных рысканий планера воздушного судна.

Известен также радиомаячный способ выявления отклонения воздушного судна от линии курса и глиссады [4, с. 6-9], который заключается в излучении радиомаячной аэродромной РЛС (курсовым радиомаяком) двух сигналов, направления распространения которых сдвинуты относительно заданной линии курса воздушного судна в левую и правую стороны на единицы градусов, причем эти два сигнала имеют разные частоты амплитудной модуляции (90 Гц и 150 Гц), в приеме в течение интервала Δt бортовым курсовым радиоприемником самолета этих сигналов, их фильтрации, усилении, выделении последовательностей двух разных сигналов с помощью фильтров, настроенных на частоты модуляции каждого из сигналов в отдельности, выявлении из амплитуд этих сигналов коэффициентов глубины модуляции соответствующего сигнала, детектировании каждого сигнала, сравнении (с помощью устройства сравнения) амплитуд продетектированных сигналов, выделении разностного сигнала, амплитуда которого пропорциональна отклонению самолета от заданного курса.

Данный способ не является внешним, требует наличия на борту ВО бортового курсового радиоприемника и при его неисправности не работает. Информацию об отклонении судна от нужного курса диспетчер может получить только с борта самолета по средствам связи.

Сведения о принципах функционирования РЛС системы организации воздушного движения (ОВД) являются широко известными и приведенными, например, в [3, 4, 5 с. 534-538].

Необходимо принять во внимание, что постоянный рост интенсивности использования воздушного пространства гражданскими летательными аппаратами определил обоснованную реакцию руководства зарубежных держав по совершенствованию средств радиолокационного обнаружения и сопровождения, входящих в системы противовоздушной обороны (ПВО) и ОВД [6]. За рубежом происходит активная модернизация РЛС в рамках программ интеграции средств контроля воздушного пространства. Указанные работы финансируются и ведутся по плану NASP (National Air Space Plan) и направлены на модернизацию РЛС, использующих перспективные технологии. В процессе объединения межведомственных сил и средств радиолокационного наблюдения по мнению специалистов появляется возможность решения следующих важных задач:

снижение суммарных затрат Министерства обороны и системы воздушного транспорта (СВТ) на содержание и совершенствование радиолокационных сил и средств;

обеспечение единого понимания воздушной обстановки в органах управления Вооруженных сил и системы ОВД;

уменьшение типажа и унификация радиоэлектронных средств, создание единых стандартов их сопряжения;

обеспечение радиоэлектронной совместимости средств радиолокации и связи видов Вооруженных сил и СВТ в районах совместного базирования.

Руководство западных стран уделяет развитию РЛС огромное внимание. В частности, продолжаются разработки РЛС типа ARSR-4 нового поколения, выполняющих функции трассовых и аэродромных терминалов, используемых в системах ПВО. В качестве примера перспективного радиолокатора можно привести также западногерманскую РЛС типа TRMS с фазированной антенной решеткой, предназначенную для обнаружения, сопровождения, опознавания ВО в условиях помех и решения задач ОВД. Она может входить в системы объектовой, войсковой ПВО и ОВД, а выполняться в стационарном, транспортируемом и мобильном вариантах.

В рамках проблемы создания объединенных радиолокационных постов нельзя не отметить успешные испытания прототипа универсального центра управления средствами разведки и связи (ЦУСРС), проведенные в США [7]. В ходе такого эксперимента для построения информационно-разведывательного компонента были привлечены 5 РЛС управления гражданской авиации, бортовая РЛС крейсера «Йорктаун» и самолет управления военно-воздушных сил Е-3А «AWACS». Данные от них передавались на ЦУСРС, где комплексировались и в виде объединенной информации передавались на командный пункт юго-восточного сектора ПВО. Такое комплексное использование возможностей нескольких РЛС позволило сформировать многоярусное радиолокационное поле для сопровождения ВО на любых высотах, т.е. практически проверить способность системы к решению задач достижения информационного превосходства.

Таким образом, в условиях отсутствия в системе ОВД высокоинформативных РЛС сопровождения, роль посадочных РЛС могут выполнять типовые локаторы сопровождения [5, 8]. Однако эти РЛС могут использоваться только для определения простейших видов ТН, к которым относятся изменения высоты, горизонтального положения и путевой скорости [9 с. 110-113]. Как известно, такие типовые РЛС не ориентированы на решение задач определения факта рысканий планера ВО при полете в турбулентной атмосфере, а регистрируют лишь простейшие виды ТН. В подтверждение этих слов следует упомянуть об известном из [10] способе внешнего радиолокационного выявления факта наличия ТН полета у ВО, заключающемся в том, что в направлении ВО излучают сверхвысокочастотные зондирующие сигналы, принимают отраженные от ВО сигналы, понижают частоту принятых сигналов до промежуточной, проводят их согласованную фильтрацию, усиливают принятые сигналы на промежуточной частоте, выделяют сигналы рассогласования по угловым координатам и дальности, с помощью выделяемых из каждого импульса сигналов рассогласования по угловым координатам и дальности осуществляют автоматическое сопровождение ВО по угловым координатам и дальности, детектируют принятые радиоимпульсы промежуточной частоты, а именно выделяют с помощью квадратурных фазовых детекторов квадратурные составляющие принимаемых сигналов, проводят узкополосную доплеровскую фильтрацию принятых сигналов, в результате которой измеряют доплеровскую частоту отраженных сигналов и радиальную скорость ВО, в процессе автоматического сопровождения ВО периодически измеряют дальность D, угол места ε, азимут β и радиальную скорость ВО, а также периодически через каждую секунду вычисляют высоту Η объекта по формуле H=Dsinε, где D - наклонная дальность до ВО, а также периодически через 1 секунду вычисляют пройденный объектом путь и рассчитывают путевую скорость V_п по формуле V_п=ΔL/Δt, где ΔL - изменение пространственных координат ВО за интервал времени Δt, сравнивают периодически вычисляемые значения высоты Η между собой и при изменениях высоты фиксируют факт наличия высотной нестабильности полета, сравнивают периодически вычисляемые значения путевой скорости V_п и при изменениях путевой скорости фиксируют факт наличия скоростной нестабильности полета ВО, пересчитывают сферические координаты ВО (ε, β, D) в декартовы (x, y, z), сравнивают периодически вычисляемые координаты перемещения ВО в горизонтальной плоскости XY и при отклонении ВО от прямолинейной траектории фиксируют нестабильность его перемещения в горизонтальной плоскости.

Данный способ не зависит от степени исправности радиоэлектронной аппаратуры на борту ВО, является внешним, автономным и надежным. Однако отмеченный способ может фиксировать лишь высотные, скоростные и горизонтальные нестабильности полета воздушного объекта, да и то лишь в случае, если значения этих ТН превышают разрешающие способности РЛС по измерению пространственных координат, скорости и высоты. Это простейшие виды ТН полета, наличие которых можно фиксировать даже самыми грубыми известными способами измерения параметров движения ВО [3, 5, 8].

Более важные (недоступные для простых методов) виды ТН полета, к числу которых относятся случайные изменения крена, тангажа и курса ВО [9], с помощью способа [10] не выявляются. А случайные изменения курса, проявляющиеся в виде рысканий планера ВО, также могут служить причиной авиапроисшествий. Бортовая аппаратура воздушного судна с помощью гироскопических датчиков, датчиков угловых скоростей и акселерометров способна регистрировать рыскания планера. Однако при возникновении неисправностей бортовой аппаратуры и в других экстраординарных ситуациях возникает необходимость устанавливать факт и степень рысканий планера ВО извне, т.е. с помощью внешнего радиолокатора. Такие задачи, как указывалось выше, обычные РЛС решать не могут.

В связи с этим в 2011 году был предложен более совершенный способ внешнего радиолокационного выявления факта наличия траекторных нестабильностей полета у воздушного объекта с малым курсовым углом перемещения [11]. Данный способ заключается в том, что в направлении ВО излучают сверхвысокочастотные сигналы, принимают отраженные от ВО сигналы, понижают частоту принимаемых сигналов до промежуточной, проводят согласованную фильтрацию принимаемых сигналов, усиливают принятые сигналы на промежуточной частоте, выделяют сигналы рассогласования по угловым координатам и дальности, с помощью выделяемых из каждого импульса сигналов рассогласования по угловым координатам и дальности осуществляют автоматическое сопровождение воздушного объекта по углу места ε, азимуту β и дальности D, детектируют принятые радиоимпульсы промежуточной частоты, а именно выделяют с помощью квадратурных фазовых детекторов квадратурные (синусную и косинусную) составляющие принимаемых сигналов, для каждого отраженного сигнала проводят с помощью аналого-цифрового преобразователя перевод этих квадратурных составляющих в цифровую форму в точке максимума отклика согласованного фильтра на принятый сигнал, формируют из значений оцифрованных квадратурных составляющих отраженных сигналов двумерный массив M из S столбцов и двух строк, в каждый s-й столбец которого записывают информацию о синусной и косинусной составляющих принятого s-го сигнала из S сигналов, принятых за интервал времени накопления Т_н, составляющий 5-6 с, причем число S выражается формулой S=T_н/T_и, где Т_и - период следования импульсных сигналов, выделяют из созданного, запомненного в памяти запоминающего устройства, массива Μ N первых столбцов и формируют из них первый частный двумерный массив данных, где N=2^k, k=6…10, проводят в массиве M сдвиг на один отсчет, чтобы на втором шаге сформировать второй частный массив данных из значений массива М, начиная со второго столбца и заканчивая (N+1)-м столбцом массива М, и так далее до формирования последнего частного массива из N столбцов, начиная с (S-N+1)-го столбца и заканчивая S-м столбцом массива М, методом быстрого преобразования Фурье (БПФ) получают из комплексных данных каждого частного массива (ЧM) доплеровский портрет (ДП) ВО, т.е. формируют последовательно (S-N+1) ДП, запоминая цифровые значения каждого из (S-N+1) ДП в памяти оперативного запоминающего устройства, находят в каждом ДП точки максимумов амплитуд спектральных составляющих, определяют протяженность каждого ДП как расстояние в пикселях между положением на оси абсцисс крайнего левого спектрального максимума и крайнего правого спектрального максимума, в случае единственности максимума считают протяженность ДП равной нулю, сравнивают протяженности сформированных ДП между собой, в случае, если протяженности доплеровских портретов не превышают порогового критического значения, обусловленного точностью измерений, влиянием шумов и других негативных факторов, принимают решение об отсутствии ТН полета у ВО, а в случае, если различия в протяженностях ДП превышают пороговое критическое значение, принимают решение о наличии ТН полета ВО в виде рысканий его планера по курсу.

Данный способ прост в реализации и достаточно эффективен, поскольку аппарат формирования ДП ВО позволяет получать разрешающую способность по вторичной частоте Доплера порядка единиц Герц. При такой разрешающей способности вполне достижимо выявление факта наличия ТН, так как угловые скорости рысканий планера ВО также исчисляются величинами порядка единиц Герц. Способ [11] может предоставить диспетчерским службам аэропортов незаменимую информацию о степени устойчивости (стабильности) положения движущегося воздушного судна при заходе на взлетно-посадочную глиссаду или при обычном полете с малым курсовым углом перемещения. Недостатком способа является то, что он может применяться лишь по ВО, движущимся в сторону измеряющего локатора с малым курсовым углом, и не может, следовательно, использоваться по ВО, летящим с курсовым углом, близким к π/2 (сильно отличающимся от нулевого, соответствующего направлению на РЛС).

При этом известно, что в интересах повышения разрешающей способности в продольном направлении в настоящее время разработано множество высокоинформативных РЛС с перестройкой несущей частоты зондирования от импульса к импульсу [12-16], во многих из которых последовательные излучения в эфир сверхвысокочастотных импульсов на одной несущей частоте происходит неэквидистантно и с большими интервалами, что не позволяет правильно (достоверно) формировать из отраженных ВО сигналов доплеровские портреты и оценивать по ним наличие или отсутствие ТН полета сопровождаемого ВО. Если же в пачках излучаемых импульсов с перестройкой частоты случайный порядок изменения частоты изменить на линейный (нарастающий или убывающий), то теряется главное преимущество режима перестройки частоты, а именно невозможность постановки использующим этот режим радиолокационным станциям прицельных помех. В то же время аэродромные, в том числе и посадочные, РЛС резко нуждаются в настоящее время в возможностях по идентификации ВО, а значит и в режимах с поимпульсной перестройкой несущей частоты. Таким образом, для помехоустойчивых РЛС со случайным законом перестройки несущей частоты от импульса к импульсу способ [11] по очевидным причинам неприменим, и повышенная информационность, способность к идентификации и помехоустойчивость сопровождается потерей возможности определять факт наличия у сопровождаемого воздушного объекта ТН полета. Это является мотивом для разработки нового способа выявления факта наличия у движущегося ВО траекторных нестабильностей полета для режима поимпульсной перестройки несущей частоты излучения.

Задачей изобретения является разработка способа выявления факта наличия траекторных нестабильностей полета ВО в режиме перестройки несущей частоты от импульса к импульсу.

Для решения этой задачи предлагается формировать из отраженных воздушным объектом сигналов импульсные характеристики (ИХ) в два последовательных момента времени и сравнивать их структуру между собой, а по результатам сравнения, т.е. по степени совпадения сформированных ИХ принимать решение о наличии или отсутствии у ВО соответствующих ТН.

Под импульсной характеристикой объекта в рамках данного изобретения следует понимать совокупность импульсных откликов от рассеивающих центров (РЦ) поверхности объекта на облучение их коротким импульсом сверхвысокой частоты, имеющим форму, близкую к δ-функции. На самом деле облучение производится не коротким импульсом, а последовательностью обычных микросекундных импульсов с последовательной или случайной перестройкой несущей частоты от одного импульса к другому. Общая полоса изменения несущей частоты в пачке сигналов с перестройкой частоты (СПЧ) должна составлять не менее сотен МГц (например, 150 МГц), что при совместной обработке отраженных сигналов эквивалентно зондированию сверхкоротким импульсом, так как и в том и в другом случае зондирование ведется сигналом с широкой полосой частот (с большой шириной спектра сигнала). Для короткого импульса ширина спектра Δf_сп определяется значением, обратным его длительности τ_и (Δf_сп=1/τ_и). Использование СПЧ, а не импульса с малой длительностью, предлагается по причине их повышенной энергетики по сравнению с коротким импульсом, а также в связи с возможностью повышения отношения сигнал-шум при совместной когерентной обработке пачки СПЧ [17-19]. В импульсной характеристике в отличие от часто употребляемого в литературе [12, 14-16, 19-21] дальностного портрета импульсные отклики имеют малую временную протяженность и располагаются (изображаются, представляются) на общей оси времени, что не мешает их использовать по аналогии с дальностными портретами в задачах идентификации, выявления ТН полета объектов и пр.

Важным звеном в предлагаемом способе является выбор интервала смещения T_см между процессами последовательного формирования ИХ ВО. Величину этого интервала T_см необходимо установить с учетом того, чтобы для двух сформированных ИХ, разделенных по времени на T_см, при наличии ТН полета ВО корреляция переставала быть высокой или вообще снижалась (спадала) до нуля.

Для оценки рекомендуемой величины интервала смещения T_см примем во внимание, что скорость изменения ракурса самолета при рысканиях его планера в турбулентной атмосфере согласно [22, 23] составляет 1-2°/с или 0,0175-0,035 рад/с. Интервал угловой корреляции Т_ук сигналов от ВО определяется по формуле [24]

где λ - средняя длина волны, $$\dot{\gamma }$$ - угловая скорость поворота ВО относительно линии визирования (точки измерения); L_⊥во - поперечный размер ВО.

Наименьший интервал угловой корреляции в диапазоне сантиметровых волн будет получен при наблюдении самого крупного объекта (L_⊥во=70 м), имеющего максимальную угловую скорость рысканий 2°/с. При этих условиях интервал угловой корреляции составляет 6,14 мс. В критических условиях, когда ВО совершает разворот или угловая скорость его поворота увеличивается, величина Т_ук может достигать значения и 10 мс. Поэтому для гарантированного снижения корреляции между принимаемыми отраженными пачками СПЧ и соответствующими формируемыми ИХ целесообразно рекомендовать величину Т_ук, равную 10 мс.

Одновременно заметим, что для формирования информативной импульсной характеристики ВО требуется наоборот использовать длительность пачки СПЧ, не превышающую величины Т_ук. Тогда все импульсы пачки СПЧ, после устранения фазовых сдвигов, связанных с поступательным движением ВО, можно условно считать отраженными от неподвижного ВО. Иначе говоря, при таком зондировании даже вращающийся объект, можно с высокой степенью приближения считать неподвижным. И как раз при таком условии можно сформировать эталонную ИХ ВО, т.е. ИХ без искажений и расширений временных откликов [17, 19-21].

Вектор ИХ, согласно предлагаемому способу, следует получать методом обратного быстрого преобразования Фурье (БПФ) из массива отраженных СПЧ, в котором комплексные или квадратурные данные об амплитудно-фазовых параметрах отражения располагаются в порядке, соответствующем монотонному увеличению частоты излучения [19-21]. Такой вектор (совокупность данных) отражений в рамках данного изобретения будем называть комплексной частотной характеристикой (КЧХ) воздушного объекта.

В формируемой в процессе приема и обработки отраженных сигналов КЧХ фазовые значения отражений должны быть обусловлены только вращательным движением ВО, а фазовые сдвиги, связанные с поступательным движением корпуса ВО, должны быть устранены. Для устранения фазовых сдвигов, связанных с поступательным, т.е. радиальным движением ВО, может использоваться рекуррентный алгоритм вычитания из фазы принятого сигнала фазового компонента, обусловленного исключительно изменением расстояния до ВО. Использование пошаговых рекуррентных расчетов нужно лишь в случае использования вобуляции частоты повторения F_и импульсов. Если же период повторения импульсов Т_и постоянен, то компенсацию можно проводить по универсальной формуле, приведенной в [20, 21, 25]. Однако оба эти подхода предполагают знание радиальной скорости V_r движения ВО, вычисляемой на предварительном этапе стандартным методом в режиме одночастотного зондирования [21]. В данном случае применение одночастотных квазимонохроматических сигналов предлагается исключить и весь процесс зондирования и сопровождения ВО построить на использовании исключительно СПЧ. Поэтому для устранения фазовых набегов радиального поступательного характера в данном случае уместно использование способа, описанного в [25, 26]. Этот способ построения информативной ИХ и оценки радиальной скорости ВО сам по сути своей основан на компенсации рассматриваемых фазовых сдвигов, обусловленных его радиальным движением. Поскольку данный способ достаточно подробно описан в [26], то нет необходимости подробно излагать его сущность. В рамках данного изобретения предлагается считать применение способа [26] целесообразным, эффективным, доказанным и называть его способом компенсации «дальностных» фазовых набегов (связанных с изменением дальности до ВО) методом минимума энтропии.

Предлагаемый способ внешнего радиолокационного выявления факта наличия траекторных нестабильностей полета у воздушного объекта по структуре его импульсной характеристики в соответствии с описанием прототипа и перечнем дополнительных операций будет заключаться в том, что в направлении ВО излучают сверхвысокочастотные импульсные сигналы с перестройкой несущей частоты от импульса к импульсу, причем излучение проводят фракциями или пачками по N=2^k сигналов, где k=6…10. В каждой фракции или пачке СПЧ изменяют несущие частоты отдельных импульсных сигналов от импульса к импульсу в диапазоне от f₀ до (f₀+F_пер), где f₀ - основная несущая частота, определяющая сантиметровый диапазон излучения (квазиоптическую область рассеяния радиоволн), а F_пер - диапазон, в котором осуществляется перестройка частоты от импульса к импульсу с интервалом Δf=F_пер/(2^k-1). Всего в пределах пачки СПЧ будет использовано N частот, причем n-я частота f_n выражается формулой f_n=f₀+(n-1)Δf· Излучение каждой пачки проводят в течение интервала Т_п, не превышающего интервала угловой корреляции отраженных воздушным объектом сигналов, удовлетворяющего условию Т_п≤5 мс. А порядок использования несущих частот заполнения импульсов каждой пачки СПЧ изменяют по случайному закону [27], фиксируемому в запоминающем устройстве, выполняя условие, чтобы в пределах каждой пачки СПЧ частота каждого импульса использовалась только один раз. Порядок использования номеров несущих частот в каждой излучаемой пачке СПЧ запоминают (отдельно для каждой пачки, так как они не совпадают).

Затем принимают отраженные от ВО сигналы, понижают частоту принимаемых сигналов до промежуточной, проводят согласованную фильтрацию принимаемых сигналов, усиливают принятые сигналы на промежуточной частоте, выделяют сигналы рассогласования по угловым координатам и дальности, с помощью выделяемых из каждого импульса сигналов рассогласования по угловым координатам и дальности осуществляют автоматическое сопровождение воздушного объекта по углу места ε, азимуту β и дальности D, детектируют принятые сигналы промежуточной частоты, а именно выделяют с помощью квадратурных фазовых детекторов квадратурные (синусную мнимую Im и косинусную действительную Re) составляющие принимаемых сигналов, для каждого отраженного сигнала проводят с помощью аналого-цифрового преобразователя перевод этих квадратурных составляющих в цифровую форму в точке максимума отклика согласованного фильтра на принятый сигнал, формируют из значений оцифрованных квадратурных составляющих отраженных сигналов с перестройкой несущей частоты, соответствующих первой излученной пачке СПЧ, двумерный массив M1 из N столбцов, в каждый s-й столбец которого записывают информацию о синусной (Im_s) и косинусной (Re_s) составляющих s-го по счету принимаемого сигнала, а затем переставляют в массиве M1 данные столбцов с квадратурными составляющими таким образом, чтобы в n-м столбце были записаны (сохранены) квадратурные составляющие, полученные при приеме отраженного сигнала на n-й частоте f_n=f₀+(n-1)Δf. Далее определяют ближайшую по времени пачку СПЧ, отстающую (запаздывающую) от первой пачки СПЧ на интервал, превышающий 10 мс и после приема, согласованной фильтрации и усиления сигналов этой пачки, а также перевода квадратурных составляющих этих сигналов в точке максимумов откликов согласованного фильтра на принятый сигнал в цифровую форму формируют из оцифрованных квадратурных составляющих двумерный массив М2, в котором также переставляют данные столбцов в порядке монотонного возрастания несущей частоты f₀, f₀+Δf, f₀+2Δf, f₀+3Δf и т.д.

Методом обратного быстрого преобразования Фурье в сочетании с компенсацией дальностных фазовых набегов методом минимума энтропии [25] получают из комплексных данных массивов M1 и М2 импульсные характеристики ВО и сохраняют в запоминающем устройстве их комплексные значения (вектора комплексных данных) в виде соответствующих массивов E1 и Е2, вычисляют модульные значения Z_n n-х элементов, извлекаемых из массивов E1 и Е2 с ИХ, по формуле , после чего сохраняют их в виде соответствующих одномерных массивов J1 и J2. Понятно, что массивы J1 и J2 будут представлять собой или выражать огибающие импульсных характеристик ВО, сформированных в разные моменты времени, разнесенные на величину не менее Т_см.

Затем сравнивают величины одинаковых по номеру элементов массивов J1 и J2 и вычисляют сумму А абсолютных разностей или несоответствий величин элементов с одинаковыми номерами по формуле где j1_n и j2_n - соответственно величины n-х элементов из массивов J1 и J2.

Потом сравнивают вычисленную сумму А с заранее установленным пороговым значением A₀ и в случае, если А≤A₀, принимают решение об отсутствии ТН полета у ВО, а в противном случае принимают решение о наличии у ВО ТН в виде рысканий его планера.

Сущность изобретения состоит в следующем. Импульсная характеристика ВО с высокой точностью характеризует особенности отражательных свойств отдельных элементов планера, взаимное расположение в продольном направлении основных отражающих элементов конструкции, радиальный размер ВО и т.д. При рысканиях планера взаимные удаления РЦ на поверхности ВО претерпевают трансформации, т.е. изменяются и тем сильнее, чем интенсивнее угловые ТН полета. Кроме того при ТН могут возникать затенения одних элементов отражения другими. Все эти изменения адекватно отражаются на изменениях структуры формируемой ИХ объекта, что и служит основой выявления факта наличия ТН по возникающим несовпадениям импульсных характеристик, полученных в последовательные моменты времени. При этом сдвиг по времени между моментами формирования ИХ выбран таким, чтобы при наличии ТН корреляция двух КЧХ или соответствующих двух смещенных ИХ нарушалась.

Для наглядной демонстрации возможности существенного изменения ИХ ВО при незначительном изменении ракурса на фиг. 1 показаны одинаковые самолеты, отличающиеся угловым положением на единицы градусов, и соответствующие им гипотетические ИХ, импульсные отклики в которых закрашены в темный цвет. В верхней части фиг. 1 самолет имеет нулевой курсовой угол и продольная ось его фюзеляжа совпадает с направлением на РЛС. Ниже показан этот же самолет, но с изменением курсового угла на несколько градусов. Приведенные справа гипотетические ИХ в начальной (соответствующей носовой части самолета) и в конечной (соответствующей хвостовой части) частях имеют практически совпадающие отклики. А в средней части ИХ заметны существенные изменения. На нулевом ракурсе отклики от воздухозаборников сливаются. Аналогично сливаются отклики от передних эллиптических частей веретенообразных гондол с топливом. А в нижней части фиг. 1 сливаются наоборот отклики от левого (для нас) воздухозаборника и правой гондолы, а левая гондола имеет свой индивидуальный отклик. Это сразу же меняет общую структуру ИХ и позволяет выявить факт изменения ракурса с течением времени.

Кроме того при небольшом изменении взаимных расположений РЦ в радиальном направлении их точное положение изменяется по отношению к границам элементов линейного продольного разрешения. Если отклик от РЦ попадает точно на отсчет в ИХ, то амплитуда этого отклика будет максимально близка к истинной интенсивности отражения от соответствующего РЦ. Если же пик отклика попадает между двумя отсчетами в ИХ, то его амплитуда распределяется между двумя этими соседними отсчетами, и видимый пик отклика становится по амплитуде меньше, чем он мог бы быть воспроизведен при точном попадании на точку отсчета, т.е. на одну из точек дискретного представления вектора ИХ. Этот факт приводит к непредсказуемому изменению амплитуд импульсных откликов и несовпадению последовательно формируемых ИХ даже при незаметном для визуального восприятия изменении ракурса объекта. Поэтому при малейшем повороте ВО и изменении взаимного удаления РЦ ИХ может эволюционировать за счет вариаций амплитуд откликов.

Зависимость структуры ИХ от углового положения ВО может быть показана аналитически с помощью интегральных преобразований отраженных СПЧ. Ниже рассматривается процесс формирования ИХ объекта при использовании СПЧ. Математической моделью пачки зондирующих СПЧ является пачка из N эквидистантных импульсов, модулированная по амплитуде по закону U_м(t) с линейным ступенчатым изменением частоты. В этом случае модель имеет аналитическую запись вида

где Е - максимальная амплитуда импульса; U₀(t) - закон модуляции отдельного радиоимпульса во времени t; n - номер импульса в пачке; Δω - шаг перестройки круговой частоты ω=2πf; N - число радиоимпульсов в пачке, равное количеству фиксированных частот перестройки; ω₀ - основная круговая несущая частота; Ψ₀ - начальная фаза отдельного радиоимпульса: T_и - период повторения импульсов. В данной формуле номера импульсов изменяются от 0 до (N-1), что аналогично изменению от 1 до N. Эти приемы не влияют на конечный результат преобразований и получаемые результаты.

На фиг. 2 показана одна из квадратурных составляющих последовательности импульсов с линейной ступенчатой перестройкой частоты в предположении прямоугольной модуляции всей последовательности и каждого импульса в отдельности.

При отражении от ВО в зоне Фраунгофера каждый импульсный сигнал на n-й круговой частоте ω_n=2πf_n будет представлять собой суперпозицию отражений от М рассеивающих центров освещенной поверхности ВО. Математическая модель отраженной пачки СПЧ имеет вид

где С - коэффициент, зависящий от свойств приемной системы; R₀ - начальная дальность до ВО; R_m||- проекция радиус-вектора между центром сопровождения объекта (ЦСО) и m-м РЦ на радиальное направление в момент начала излучения пачек СПЧ; R_m⊥ - проекция радиус-вектора между ЦСО и m-м РЦ на перпендикулярное относительно линии визирования направление в момент начала излучения (длина проекции отрезка между m-м РЦ и ЦСО на поперечное по отношению к линии визирования направление); с - скорость распространения радиоволн; $$\dot{\gamma }$$ - средняя на интервале анализа угловая скорость поворота ВО.

Полный вектор отражений последовательности СПЧ будет иметь вид

где $${\dot{x}}_n({\omega }_n,t)$$ - комплексный отраженный ВО сигнал на n-й частоте в момент времени t, причем комплексность предполагает наличие квадратурных составляющих (Im_n и Re_n) n-го отраженного сигнала в пике отклика согласованного фильтра на указанный отраженный сигнал, что позволяет привести (преобразовать) такой квадратурный отраженный сигнал n-й частоты к комплексному виду A_nexp(jφ_n) по формуле Эйлера [28], A_n - амплитуда n-го отраженного импульса, φ_n - его фаза.

Получение аналитических зависимостей, показывающих распределение отражательных свойств ВО по радиальной координате, требует перехода от частотного описания принятой реализации $$\dot{x}$$ к временному. Указанный переход от полученной в результате облучения ВО комплексной частотной характеристики (КЧХ), представленной вектором $$\dot{x}$$ , к временному представлению необходимо производить с помощью обратного преобразования Фурье. Эта операция связывает комплексную частотную $$\dot{x}$$ и импульсную $$\dot{X}$$ характеристики объекта. Под импульсной характеристикой объекта другими словами следует понимать совокупность временных откликов системы обработки, каждый из которых является следствием воздействия разночастотных волновых отражений от соответствующего локального точечного РЦ поверхности объекта. Применим обратное преобразование Фурье к вектору отраженных от цели СПЧ для получения ИХ:

Интегрировать вектор дискретных значений на непрерывном отрезке затруднительно. Поэтому заменим вектор $$\dot{x}$$ дискретных значений сигнала непрерывной функцией зависимости величины отраженного сигнала от частоты в пределах ее реально возможного изменения

где W_пер=2πF_пер - диапазон перестройки в круговых частотах.

Функция $$\dot{x}({\omega }_n,t)$$ гипотетически может быть получена при использовании бесконечно большого числа частот перестройки и бесконечно малого шага перестройки. Асимптотически такая функция соответствует огибающей отраженного линейно-частотно-модулированного сигнала с девиаций, равной диапазону перестройки частоты W_пер=(N-1)Δω.

Учитывая физический смысл (1), на основе обратного преобразования Фурье получим формулу для ИХ объекта

где σ_m - локальная эффективная площадь рассеяния (ЭПР) m-го РЦ; Ψ_m - фазовый сдвиг, возникающий при отражении сигнала от фазового центра m-го РЦ; R_m(t) - дальность до фазового центра m-го РЦ.

Заметим, что 2R_m(t)/c - есть время задержки сигнала τ_m, отраженного m-м РЦ в момент времени t. Поэтому окончательно в результате интегрирования получаем

где sincχ - функция вида sinχ/χ.

Видно, что ИХ содержит совокупность m-х временных импульсных откликов, амплитуды которых пропорциональны ЭПР соответствующих m-х РЦ σ_m, а временное положение определяется их индивидуальным удалением от РЛС.

Полученная комплексная ИХ непригодна для практических задач, так как в ней временные отклики m-х РЦ активно осциллируют, что видно по наличию экспонент $$e^{j{\Psi }_m}{e}^{j{\omega }_0{\tau }_m}$$ . Поэтому на практике пользуются модулем или огибающей ИХ, которая выражается

Таким образом, ИХ ВО, формируемая методом интегрирования КЧХ, представляет собой совокупность временных откликов вида sincχ. Вторая сумма в фигурных скобках носит интерференционный характер и искажает лишь боковые лепестки импульсной характеристики. Степень искажения боковых лепестков между откликами i-го и j-го РЦ зависит от произведения несущей частоты на разность радиальных расстояний до i-го и j-го РЦ. При выполнении ω₀(τ_i-τ_j)=2πk, где k - целое число, соответствующий интерференционный множитель не влияет на структуру ИХ. В пренебрежении искажениями боковых лепестков модуль ИХ ВО можно представить в виде

Как известно [17, 19-21], ИХ объекта может быть через скорость распространения радиоволн пересчитана в дальностный портрет (ДлП). Для математического перехода от ИХ к дальностному портрету ВО выразим время задержки сигнала через соответствующее удаление. При этом наклонную дальность до m-го РЦ распределим на составляющие продольного и поперечного удаления

Тогда

из чего видно, что ДлП и соответствующая ему ИХ объекта претерпевают изменения с течением времени за счет наличия произведения $$R_{m\perp }\tau \dot{\gamma }$$ . Для частичного устранения этого явления при организации зондирования СПЧ необходимо осуществлять правильный выбор соотношения между количеством частот И, периодом повторения импульсов T_и и диапазоном перестройки F_пер. Этот выбор следует производить на основе требования, чтобы ширина самого узкого лепестка одночастотной отражательной характеристики ВО ΔΘ_мин преобладала над максимально возможным изменением его углового положения за время посылки пачки СПЧ NT_и. Иначе говоря, время угловой корреляции Т_ук должно быть меньше величины NT_и. Время Т_ук рассчитывается по формуле

Величина ΔΘ_мин определяется поперечным размером цели L_⊥ и минимальной длиной волны СПЧ λ_мин=2πс/(ω₀+W_пер):

Одновременно необходимо обеспечить условие правильного выбора шага по частоте F_пер/N<с/(2L_⊥). В результате при формировании информативной ИХ необходимо выполнение двустороннего условия [19]

При выполнении (14) ИХ и дальностный портрет ВО будет иметь минимум искажений, и в течение посылки пачки СПЧ не будут проявлять себя флюктуации ЭПР ВО, связанные с изменением ракурса локации. При этом изменениями взаимного расположения РЦ в процессе построения ИХ можно пренебречь, приравнивая член $$R_{m\perp }\tau \dot{\gamma }$$ из (11) к нулю. Покажем это на примере. Расстояние, на которое сместится m-й РЦ относительно ЦСО за время излучения всей последовательности СПЧ можно рассчитать по формуле $$\Delta R=R_{m\perp }N{T}_{и}\dot{\gamma }$$ , где $$\dot{\gamma }$$ - угловая скорость поворота ВО. Пусть имеет место максимальное смещение РЦ. Это может произойти при T_и=100·10^-6 с, $$\dot{\gamma }$$ =2°/с, R_m⊥=50 м и N=256. Такие параметры маловероятны, но даже при них ΔR=4,5 см. При размере элемента разрешения в радиальном направлении 0,5…2 м такая продольная добавка не приведет к изменению структуры ИХ (ДлП). Поэтому слагаемое, характеризующее смещение РЦ в продольном направлении за время переотражений СПЧ можно не учитывать.

Влияние дальности до ЦСО R₀ и его изменения во времени компенсируются вычитанием связанных с ними фазовых набегов из фазы совокупного сигнала [19-21, 27], поскольку они касаются всех без исключения РЦ. С учетом этих допущений и компенсаций выражение для ДлП ВО принимает вид

На основе (14) получены графические зависимости числа частот N в пачке СПЧ от периода повторения (фиг. 3) для диапазона перестройки частоты F_пер=150 МГц в случае изменения ракурса ВО с угловыми скоростями $$\dot{\gamma }$$ от 1°/c (кривая 1), 2°/c (кривая 2), 3°/c (кривая 3), 4°/c (кривая 4) при поперечном размере воздушного объекта 50 м. Из графиков видно, что благоприятные условия для формирования ИХ или ДлП вполне обеспечиваются существующими и используемыми в современных РЛС величинами T_и. Причем для расчета взяты самые пессимистичные условия. Значит, при построении ИХ существует даже запас по параметрам для условий реализации нужного числа частот и диапазона F_пер.

Использование интегрирования и непрерывного линейно-частотно-модулированного сигнала являются приближением и идеализацией. В реальных же условиях используются дискретные отсчеты отраженных сигналов и дискретное преобразование Фурье. Покажем, что такая обработка приводит к аналогичному результату. Обратное дискретное БПФ должно жестко связывать изменение уровня принятого СПЧ с временем запаздывания в ИХ объекта. Для проведения аналитических преобразований принятых дискретных отраженных сигналов будем использовать известную запись для обратного дискретного преобразования Фурье (ДПФ) в виде [29, 30]

где $$\dot{x}(f_n)$$ - комплексный отраженный от ВО сигнал на n-й частоте, представляющий собой суперпозицию отражений от локальных РЦ; s - номер отсчета в ИХ объекта; Δt - период дискретизации отраженных СПЧ, равный периоду повторения импульсов.

Для удобства вычислений преобразуем аргумент экспоненты

Тогда с учетом допущений, сделанных в отношении (11), исходное выражение для ДПФ будет иметь вид

где - расстояние от ЦСО до s-го временного дискрета в ИХ (дальностного дискрета в ДлП).

Воспользовавшись заменой , получим

Наличие под знаком второй суммы членов геометрической прогрессии позволяет выразить результат суммирования в виде

Разрешая полученную неопределенность типа sin(Nx)/sin(x) по правилу Лопиталя, получаем амплитудный выигрыш в N раз, что подтверждает возможность признания сигналов с управляемой известной перестройкой частоты когерентными [20].

Подставляя значение Ε_s в (20), получаем формулу для ИХ ВО в дискретном виде

где Φ_m=Ψ_m+4πR_m||/λ₀+2πF_перR_m||/c, λ₀ - длина волны на частоте f₀.

Можно заметить, что под знаками обоих синусов присутствует величина, обратная радиальной разрешающей способности 2F_пер/с=1/δR_||. Тогда ИХ можно привести к виду

где $${\tilde{R}}_{m\left|\right|}$$ и $${\tilde{R}}_{s\left|\right|}$$ - приведенные или относительные дальности до m-го РЦ и s-го элемента ИХ, измеренные в единицах радиальной разрешающей способности δR_||; $${\tilde{\tau }}_{m\left|\right|}$$ и $${\tilde{\tau }}_{s\left|\right|}$$ - приведенные или относительные временные задержки отражений от m-го РЦ и s-го элемента ИХ, измеренные в единицах разрешающей способности по времени Δτ.

Выражение (22) описывает ИХ ВО в комплексном виде. Именно таким он формируется на выходе преобразователя после перехода от КЧХ к временному описанию. Однако при анализе принято оперировать с векторами действительных чисел или огибающими. Для перехода к такому варианту ИХ целесообразно воспользоваться операцией получения модуля. Тогда ИХ будет выражаться

Выражение (23) показывает, что ИХ представляет собой совокупность импульсных откликов типа sin(Nx)/sin(x). Число таких откликов определяется числом РЦ, разнесенных в радиальном направлении, а положение на оси времени - индивидуальными задержками отражений от РЦ поверхности планера ВО. Интерферирующие члены, выраженные вторым слагаемым в фигурных скобках, ухудшают разрешение и искажают портрет ввиду наличия множителя cos(Φ_i-Φ_j). Моделирование показывает, что их негативное влияние проявляется на уровне боковых лепестков, которые в ИХ практически отсутствуют. Поэтому влиянием разностей фаз можно пренебречь и ограничиться основным ядром абсолютной ИХ в виде

Примечательно, что выражения (9) и (24) практически не отличаются, хотя получены различными способами. Главный вывод проведенных исследований заключается в том, что структура ИХ ВО действительно должна отражать реальное взаимное расположение РЦ на поверхности объекта вдоль линии визирования и тем достовернее, чем меньше длительность пачки СПЧ.

Факт изменения структуры ИХ при изменении курсового угла q проверен также и методом математического моделирования. При этом использовались модели ВО типа Ил-76 и Ан-124. Отражающая способность от их планеров аппроксимировалась адекватными и апробированными совокупностями отражателей простой геометрической формы: эллипсоидов, оживал, торов, плоскостей, конусов и т.п. Такой подход к моделированию является достаточно известным [17, 31]. Он позволяет вскрывать основные закономерности изменения интенсивности отражения в зависимости от условий локации, в том числе и от изменения ракурса.

На фиг. 4 показаны ИХ модели самолета Ил-76, сформированные на курсовых углах q=8⁰ (a), q=9⁰ (б) и q=10⁰ (в). Дальность до ВО составляла 30 км, высота Η выбиралась H=1 км, длительность импульса τ_и=1 мкс, скважность 30, число импульсов в пачке N=128.

В полученных ИХ модели Ил-76 взаимное положение носовых и хвостовых РЦ на малых курсовых углах практически не менялось. Поэтому импульсные отклики 5, 6, 7 на фиг. 4,а,б,в отличаются слабо. А РЦ на крыльях ВО при повороте на 1⁰ в продольном направлении перемещаются, что влечет за собой трансформации импульсных откликов. Так на фиг. 4,а отклики 8 и 9 являются однопиковыми, а следующий за ними отклик 10 - двухпиковым. На фиг. 4,б после изменения курсового угла q на 1⁰ отклик 13 становится двухпиковым, а отклики 12, 14 и 15 характеризуются однопиковостью, т.е. имеют одну вершину. А на фиг. 4,в при курсовом угле q=10⁰ все отклики центральной части ИХ имеют один пик (одну вершину). Изменение структуры при увеличении курсового угла на 1⁰ и 2⁰ определяется даже зрительно. Если же проводить поэлементное сравнение этих ИХ, то расхождения в амплитудах приведут к большой величине рассчитываемого показателя . Аналогичные выводы можно сделать, рассматривая структуры ИХ модели самолета Ан-124, которые соответствуют курсовым углам 8⁰ (фиг. 5,а), 9⁰ (фиг. 5,б) и 10⁰ (фиг. 5,в). На ИХ модели Ан-124 при курсовом угле 10° изменяется даже число импульсных временных откликов. Соответственно, и расхождения в ИХ определяется как по положению откликов, так и по их амплитудам. Неизменными являются только носовые и хвостовые импульсные отклики, что соответствует физической сущности отражений (взаимные положения РЦ носа и хвоста самолета при таких изменениях курсового угла остаются постоянными).

Предлагаемый способ внешнего радиолокационного выявления факта наличия ТН полета у ВО по структуре его импульсной характеристики является достаточно простым, т.е. легко реализуемым при современном уровне развития техники. Реализация непосредственного радиолокационного наблюдения или сопровождения ВО при использовании СПЧ может быть осуществлена даже при модернизации типовых локаторов с узкополосными импульсными сигналами. При этом предполагается перестройка частоты электромагнитных волн квазиоптического диапазона в таких пределах, чтобы не нарушалось условие возникновения в волноводных трактах волн основного типа Н₁₀. Например, при использовании в одночастотной РЛС основной несущей частоты 10 ГГц (длина волны λ=3 см) волна основного типа H₁₀ будет сохранена при использовании перестройки частоты от 9,3 ГГц до 10,7 ГГц. А для обеспечения разрешающей способности порядка 1 м необходима перестройка несущей частоты гораздо меньшего диапазона. Поэтому реализация в типовых РЛС СПЧ не предполагает принципиального изменения приемопередающих трактов. Необходимо лишь предусмотреть изменяющееся от импульса к импульсу добавление к сигналу основной несущей частоты сигнала другой (меньшей на 3 порядка) частоты.

Автоматическое сопровождение ВО по углу места ε, азимуту β и дальности D предлагается проводить известными способами [5, 8, 17, 18, 23]. После приема каждого отраженного от ВО сигнала и проведения его согласованной фильтрации на промежуточной частоте аналогично способу-прототипу предлагается проводить с помощью квадратурного фазового детектора детектирование принятых радиоимпульсов промежуточной частоты для выделения квадратурных составляющих принимаемых сигналов. Операция фазового детектирования и разделения сигналов на квадратурные составляющие является широко известной в радиолокации [5, 8, 17]. В результате детектирования сигнал разлагается на синусную и косинусную составляющие. Знание величин квадратурных составляющих тождественно знанию амплитуды и фазы отраженных сигналов. Причем для выделения фазовой информации об объекте оцифровывать пик (максимум) отклика согласованного фильтра на отраженный сигнал необходимо именно в квадратурных каналах фазового детектора, что позволяет получать цифровое значение синусной (Im) и косинусной (Re) составляющих сигнала.

Как видно из описания, предлагаемый способ не только прост в реализации, но и достаточно эффективен, так как он реагирует на мельчайшие изменения во взаимном положении РЦ на поверхности планера ВО. Процесс формирования ИХ позволяет получать разрешающую способность по времени порядка десятков-сотен микросекунд, что в пересчете на продольную координату составляет от долей до единиц метров. При такой разрешающей способности в сравнении с размерами воздушных судов и других летательных аппаратов выявление факта наличия ТН по структуре ИХ является не только выполнимым, но и вполне достоверным.

Способ может быть рекомендован диспетчерским службам аэропортов, контролирующим безопасность взлета и посадки воздушных судов, а также другим службам, решающим родственные задачи. Ограничением способа является наличие в РЛС режима перестройки несущей частоты зондирующих сигналов, на когерентной обработке которых он основан.

Источники информации

1. Байнетов С.Д. Безопасностью полетов нужно управлять // Воздушно-космическая оборона, 2008. №3(40). С. 60-67.

2. Бабуров В.И., Колесников А.К., Столяров Г.В. Проблемы ближней навигации // Воздушно-космическая оборона, 2008. №3(40). с. 109-113.

3. Олиференко Г.И. Радиотехнические средства управления воздушным движением. Посадочные радиолокаторы. Учебное пособие. Ленинград: Академия гражданской авиации, 1975. 102 с. (с. 64-66 аналог).

4. Кожухарь Е.Л., Сосновский А.А., Хаймович И.А. Особенности эксплуатации радиомаячных систем посадки самолетов. М.: Транспорт, 1982. 184 с. (с. 6-9 аналог).

5. Радиолокационные устройства (теория и принципы построения) / Под ред. В.В. Григорина-Рябова. - М.: Сов. Радио, 1970. 680 с.

6. Гришулин С.В. Современные радиолокационные средства ПВО армий зарубежных стран // Зарубежное военное обозрение, 1998. №3. С. 24-28.

7. Дорофеев В.Н. Испытания информационного компонента объединенной системы ПРО и ПВО экспедиционной группировки ВС США // Зарубежное военное обозрение, 2001. №10. С. 36-37.

8. Радиотехнические системы / Под ред. Ю.М. Казаринова. М., Высшая школа, 1990. 496 с.

9. Радиолокационные станции воздушной разведки / Под ред. Г.С. Кондратенкова. М., Воениздат, 1983. 152 с.

10. Радиолокационные устройства (теория и принципы построения) / Под ред. В. Григорина-Рябова. М.: Сов. Радио, 1970. с. 334-363, 573, рис. 13.2 (аналог).

11. Патент РФ №2410717. МПК G01S 13/90. Способ внешнего радиолокационного выявления факта наличия траекторных нестабильностей полета воздушного объекта с малым курсовым углом перемещения. Митрофанов Д.Г., Прохоркин А.Г., Бортовик В.В. и др. Опубл. 27.01.2011. БИ №3 (прототип).

12. Митрофанов Д.Г. Радиолокатор с устройством двухуровневого нейросетевого распознавания воздушных объектов // Измерительная техника, 2007. №2. 58-62.

13. Патент РФ №2358288. G01S 13/90. Многочастотная радиолокационная станция с инверсным синтезированием апертуры и двухуровневым распознаванием целей. Митрофанов Д.Г., Сафонов А.В. Опубл. 10.06.2009. БИ №16.

14. Патент РФ №2412451. G01S 13/90. Радиолокационная станция с перестройкой частоты, инверсным синтезированием апертуры и двухуровневым нейросетевым распознаванием объектов по совокупности признаков. Митрофанов Д.Г., Перехожев В.А., Новиков А.В., Васильченко О.В., Гаврилов А.Д., Сафонов А.В., Волошко П.В., Фахрутдинов Т.М. Опубл. 20.02.2011. БИ №5.

15. Патент РФ №2439611. G01S 13/90. Радиолокационная станция с поимпульсной перестройкой несущей частоты, нейросетевым распознаванием объектов и инверсным синтезированием апертуры антенны. Митрофанов Д.Г. Опубл. 10.01.2012. БИ №1.

16. Патент РФ №2513041. Устройство идентификации воздушных объектов по структуре дальностного портрета. Митрофанов Д.Г., Майоров Д.Α., Гаврилов А.Д., Злобинова М.В., Перехожев В.Α., Косяков В.М., Гордеев В.М., Котов Д.В. Опубл. 20.04.2014.

17. Радиоэлектронные системы. Справочник. Основы построения и теория / Под ред. Я.Д. Ширмана. М., Радиотехника, 2007. 510 с.

18. Финкельштейн М.И. Основы радиолокации. М., Радио и связь, 1983. 536 с.

19. Митрофанов Д.Г. Формирование двумерного радиолокационного изображения цели с траекторными нестабильностями полета // Радиотехника и электроника. РАН. 2002. Том 47. №7. С. 852-859.

20. Митрофанов Д.Г. Комплексный адаптивный метод построения радиолокационных изображений в системах управления двойного назначения // Теория и системы управления. Известия РАН. 2006. №1-2. С. 101-118.

21. Митрофанов Д.Г. Метод построения радиолокационных изображений аэродинамических летательных аппаратов // Полет, 2006. №11. С 52-60.

22. Доброленский Ю.П. Динамика полета в неспокойной атмосфере. М., Машиностроение, 1969. 225 с.

23. Справочник по радиолокации / Под ред. М.И. Сколника. Пер. с англ. М., Сов. радио, 1967. Т.1. Основы радиолокации. 456 с.

24. Бартон Д., Вард Г. Справочник по радиолокационным измерениям. Пер. с англ. М.М. Вейсбена. М., Сов. Радио, 1976. 392 с.

25. Майоров Д.Α., Савостьянов В.Ю., Митрофанов Д.Г. Измерение радиальной скорости воздушных объектов в режиме перестройки частоты // Измерительная техника, 2008. №2. С 43-47.

26. Патент РФ №2326402. Способ измерения радиальной скорости воздушной цели в режиме перестройки частоты от импульса к импульсу. Савостьянов В.Ю., Майоров Д.А., Прохоркин А.Г., Митрофанов Д.Г. Опубл. 10.06.2008. БИ №16. Часть III. С. 752.

27. Патент РФ №2234110. Способ построения двумерного радиолокационного изображения воздушной цели. Митрофанов Д.Г., Бортовик В.В., Сафонов А.В., Николаев А.В., Зотов М.Ю., Митрофанов А.Д., Прохоркин А.Г. Опубл. 10.08.2004. БИ №22. Ч III. С. 546-548.

28. Бронштейн И.Н., Семендяев К.А. Справочник по математике для инженеров и учащихся втузов. М.: Наука. Главная редакция физико-математической литературы, 1981.

29. Марпл мл. С.Л. Цифровой спектральный анализ и его приложения. М., Мир, 1990. 584 с.

30. Бендат Дж., Пирсол А. Применение корреляционного и спектрального анализа. Пер с англ. М., Мир, 1983. 312 с.

31. Криспин мл., Маффетт. Оценка радиолокационного поперечного сечения тел простой формы // ТИИЭР, 1965. Т.53. №8. С. 960-975.

Изобретение относится к области радиолокационных измерений и предназначено для проверки наличия у воздушного объекта (ВО) траекторных нестабильностей (ТН) движения в виде рысканий планера в режиме перестройки несущей частоты от импульса к импульсу. Достигаемый технический результат - выявление факта наличия траекторных нестабильностей полета ВО в режиме перестройки несущей частоты от импульса к импульсу. Указанный результат достигается за счет того, что формируют из отраженных воздушным объектом сигналов импульсные характеристики (ИХ) в два последовательных момента времени и сравнивают их структуру между собой, а по результатам сравнения, а именно по степени совпадения сформированных ИХ принимают решение о наличии или отсутствии у ВО соответствующих ТН. Способ определяет необходимую длительность пачек сигналов с перестройкой частоты и величину интервала между двумя используемыми пачками отраженных сигналов. Достижение высокой разрешающей способности по времени задержки или по продольной координате достигается методом обратного быстрого преобразования Фурье с пачкой отраженных разночастотных импульсов, прошедших согласованную внутрипериодную обработку. 5 ил.

Способ внешнего радиолокационного выявления факта наличия траекторных нестабильностей полета у воздушного объекта по структуре его импульсной характеристики, заключающийся в том, что в направлении воздушного объекта излучают сверхвысокочастотные импульсные сигналы, затем принимают отраженные от воздушного объекта сигналы, понижают частоту принимаемых сигналов до промежуточной, проводят согласованную фильтрацию принимаемых сигналов, усиливают принятые сигналы на промежуточной частоте, выделяют сигналы рассогласования по угловым координатам и дальности, с помощью выделяемых из каждого импульса сигналов рассогласования по угловым координатам и дальности осуществляют автоматическое сопровождение воздушного объекта по углу места ε, азимуту β и дальности D, детектируют принятые сигналы промежуточной частоты, а именно выделяют с помощью квадратурных фазовых детекторов квадратурные синусную Im и косинусную Re составляющие принимаемых сигналов, для каждого отраженного сигнала проводят с помощью аналого-цифрового преобразователя перевод этих квадратурных составляющих в цифровую форму в точке максимума отклика согласованного фильтра на принятый сигнал,
отличающийся тем, что для излучения в направлении воздушного объекта используют сигналы с перестройкой несущей частоты от импульса к импульсу, причем излучение проводят пачками по N=2^k сигналов, где k=6…10, в каждой пачке сигналов с перестройкой несущей частоты изменяют несущие частоты отдельных импульсных сигналов от импульса к импульсу в диапазоне от f₀ до (f₀+F_пер), где f₀ - основная несущая частота, определяющая сантиметровый диапазон излучения в квазиоптической области рассеяния радиоволн, a F_пер - диапазон, в котором осуществляется перестройка несущей частоты от импульса к импульсу с интервалом Δf=F_пер/(2^k-1), всего в пределах пачки сигналов с перестройкой несущей частоты используют N частот, причем n-я частота f_n выражается формулой f_n=f₀+(n-1)Δf, излучение каждой пачки проводят в течение интервала T_п, равного или меньшего 5 мс, т.е. не превосходящего интервала угловой корреляции отраженных воздушным объектом сигналов, порядок использования несущих частот заполнения импульсов каждой пачки сигналов с перестройкой частоты изменяют по случайному закону, который фиксируют в запоминающем устройстве, выполняя условие, чтобы в пределах каждой пачки сигналов с перестройкой частоты частота каждого импульса использовалась только один раз, после приема отраженных сигналов, их усиления, согласованной фильтрации, детектирования и перевода пиков откликов их квадратурных составляющих с помощью аналого-цифрового преобразователя в цифровую форму формируют из значений оцифрованных квадратурных составляющих отраженных сигналов с перестройкой несущей частоты, соответствующих первой излученной пачке сигналов с перестройкой несущей частоты, двумерный массив M1 из N столбцов, в s-й столбец которого записывают информацию о синусной Im_s и косинусной Re_s составляющих s-го по счету принимаемого сигнала, а затем переставляют в массиве M1 данные столбцов с квадратурными составляющими таким образом, чтобы в n-м столбце были записаны (сохранены) квадратурные составляющие, полученные при приеме отраженного сигнала на n-й частоте f_n=f₀+(n-1)Δf, определяют ближайшую по времени пачку сигналов с перестройкой частоты, отстающую от первой пачки сигналов с перестройкой частоты на интервал, превышающий 10 мс, после приема, согласованной фильтрации и усиления сигналов этой пачки, а также после перевода в цифровую форму квадратурных составляющих этих сигналов в точке максимумов откликов согласованного фильтра на принятый сигнал формируют из оцифрованных квадратурных составляющих двумерный массив М2, в котором также переставляют данные столбцов в порядке монотонного возрастания несущей частоты сигналов f₀, f₀+Δf, f₀+2Δf, f₀+3Δf и т.д., методом обратного быстрого преобразования Фурье в сочетании с компенсацией дальностных фазовых набегов методом минимума энтропии получают из комплексных данных массивов M1 и M2 импульсные характеристики воздушного объекта и сохраняют в запоминающем устройстве их комплексные значения в виде соответствующих массивов E1 и E2, вычисляют модульные значения Z_n n-х элементов, извлекаемых из массивов E1 и E2 с импульсными характеристиками, по формуле , после чего сохраняют их в виде соответствующих одномерных массивов J1 и J2, причем массив J1 соответствует сигналам первой анализируемой пачки сигналов с перестройкой частоты, а массив J2 соответствует сигналам другой анализируемой пачки сигналов с перестройкой частоты, после этого сравнивают величины одинаковых по номеру элементов массивов J1 и J2 и вычисляют сумму A абсолютных разностей, т.е. модулей разностей величин элементов из массивов J1 и J2 с одинаковыми номерами по формуле , где j1_n и j2_n - соответственно величины n-х элементов из массивов J1 и J2, сравнивают вычисленную сумму A с заранее установленным пороговым значением A₀ и в случае, если A≤A₀, принимают решение об отсутствии траекторных нестабильностей полета у воздушного объекта, а в противном случае принимают решение о наличии у воздушного объекта траекторных нестабильностей в виде рысканий его планера.