Устройство контроля качества канала связи Советский патент 1993 года по МПК H04B3/46 

ё

Использование: при контроле качества канала связи. Сущность: устройство содержит 1 приемный блок (1), состоящий из 1 корреляционного приемника (2) и 1 решающего блока (3), 1 вычитатель (4), 2 аналогоцифровых преобразователя (5,6) 1 делитель

00

ю со

OJ 00

Изобретение относится к радиотехнике и может использоваться при контроле качества канала связи,

Цель изобретения - повышение точности контроля при одновременном сокращении времени контроля.

На фиг.1 представлена структурная электрическая схема предложенного устройства; на фиг.2 - вариант выполнения корреляционного приемника.

Устройство контроля качества канала связи содержит (фиг,1) приемный блок 1, состоящий из корреляционного приемника 2 и решающего блока 3, вычитатель 4, первый и второй аналого-цифровые преобразователи 5, 6, делитель 7, вычислитель 8 арктангенса, первый и второй сумматоры 9. 10, первый, второй, третий и четвертый умножители 11, 12, 13, 14, функциональный преобразователь 15, индикатор 16.

Корреляционный приемник 2 содержит (фиг.2) широкополосный фильтр 17. первый, второй и третий перемножители 18, 19, 20, первый, второй и третий фильтры нижних частот 21, 22, 23, перестраиваемый генератор 24, фазовращатель 25.

Устройство работает следующим образом.

Аддитивная смесь полезного сигнала, например, с ОФТ и узкополосного шума поступает на широкополосный фильтр 17 (фиг.2), согласованный по полосе пропускания с шириной спектра передаваемого сообщения, где осуществляется ограничение помехи по спектру.

Смесь сигнала и помехи обрабатывается в каналах, содержащих перемножитель и фильтр нижних частот (первый перемножитель 18, первый фильтр нижних частот 21 в синфазном канале и второй перемножитель 19, второй фильтр нижних частот 22 - в квадратурном канале). Выходные сигналы каналов через третий перемножитель 20 и третий фильтр нижних частот 23 управляют перестраиваемым генератором 24, выходное напряжение которого непосредственно с выхода и через фазовращатель 25 используется в качестве опорного напряжения для первого и второго перемножителей 18 и 19 соответственно. При этом обеспечивается слежение за мнимой несущей и выделение квадратурных составляющих, зависящих от передаваемого сообщения и фазы аддитивной смеси. Выходной сигнал корреляционного приемника 2 (фиг.1) поступает на решающий блок 3 для демодуляции и на входы первого.и второго аналого-цифровых преобразователей 5, 6 для оценки качества канала связи, где преобразуется в цифровую форму. Делитель 7 и вычислитель 8 производят вычисле0

5

0

5

0

0

5

ние arctg фазы смеси и с помощью первого и второго сумматоров 9, 10, первого, второго, третьего и четвертого умножителей 11,12,13. 14 и вычитателя 4 производится статистическая обработка выходных напряжений квадратурных каналов, для определения достоверной оценки дисперсии фазы по алгоритму, рассматриваемому ниже.

Функциональный преобразователь 15 преобразует величину дисперсии фазы в величину вероятности ошибки. Полученная величина регистрируется индикатором 16.

Статистические характеристики фазы смеси гармонического сигнала и узкополосного нормального случайного процесса достаточно хорошо исследованы.

Для рассмотрения особенностей статистических характеристик фазы смеси обратимся к поведению полной фазы смеси, которую при узкопслосном стационарном шуме

п (t ) U п (t) G.OS ft) о t + Q (t )

получим из квазигармонического процесса в пределах элемента передаваемого сообщения

X(t) ±UmCOS(OJ0t+V9o) +

+ U n(t) +Q(t) U(t)cos Ф (t).

где U(t) - огибающая смеси; )а 01Ч-у)(г)- полная фаза смеси, состоящая из линейного и случайного слагаемого.

Случайный характер р (t) обусловлен действующим о канале аддитивным шумом, а статистические характеристики зависят от отношения сигнал/шум и определяют вероятность принятия правильного решения решающим блоком 3.

Случайное слагаемое полной фазы смеси Ф(0 связано с синфазной Unc(t) и квадратурной Кпк(0 составляющими соотношением (при больших соотношениях сигнал/шум)

Ф (t ) arctg

Unk(t)

/w UnK(t) f .

U mTU nc СГГU m .

55

дифференциальная функция распределения вероятностей фазы смеси определяется выражением;

q

() +

q с cos p V2tt

-.1

x F (а с cos p) е

sin tp, (2)

Полоса пропускания первого и третьего фильтров нижних частот 21 и 23 согласована 5 со спектром сообщения и определяется скоростью передачи данных.

Дисперсия фазы вычисляется по алгоритму

10

где F(.) - функция Лапласа;

ас Um/ о - отношение амплитуды сигнала к среднеквадратическому значению шума - W о F у - мощность шума в канале связи;

Wo - интенсивность энергетического спектра входного белого шума;

Fy - эффективная полоса широкополосного фильтра 17.1R ния. получаемые на выходе АЦП 16 и АЦП 17

Для получения необходимых вероятно- 1а соответственностных характеристик представим функцию среднее значение фазы смеси,

распределения (2) рядом ФурьеДля реализации удоб„ее преобразовать

п(5) к виду

w(y) Ј c,ccosK()-(3)20

7ГГтЈ (-)2- И

N I 1

где arctgxi/yi и xi, yi - отсчеты напряже-я±& F() Гамма-функция;

iFi() вырожденная гипергеометрическая функция.

Как видно из (3), функция распределения фазы смеси полностью определяется коэффициентами Ск. значения которых зависят от единственного параметра at.

Функция распределения симметрична в интервале ро- Я ,фо+я .,поэтому все моменты нечетного порядка равны нулю, а дисперсия фазовых флуктуации может быть найдена по алгоритму

р+л

() W()x

L

4

оо

+ 4Х

к 1

(-П1

Ск

(4)

Для вычисления дисперсии фазовых флуктуации подвергаются дискретизации и статистической обработке сигналы с выходов синфазного - выход первого фильтра нижних частот 21. и квадратурного - выход

третьего фильтра нижних частот 23 - каналов.

Полоса пропускания первого и третьего фильтров нижних частот 21 и 23 согласована со спектром сообщения и определяется скоростью передачи данных.

Дисперсия фазы вычисляется по алгоритму

ния. получаемые на выходе АЦП 16 и АЦП 17

7ГГтЈ (-)2- И

N I 1

где arctgxi/yi и xi, yi - отсчеты напряже-я±& -2р.§ pi+Np2 ),

i 1

1 Ј

30

а учитывая, что -рп 2 У получим алINi 1

горитм

-тгп-& -

(6)

который и положен в основу работы микропроцессорного комплекта.

Согласно данного алгоритма нет необходимости запоминать данные для вычисления (5), а непосредственно получая отсчеты с выходов корреляционного приемника 2

вычисляют сф за выбранное значение количества отсчетов N, которое зависит от требований к точности измерения дисперсии фазовых флуктуации и соответственно точности вычисления вероятности ошибки.

Алгоритм работы функционального преобразователя зависит от типа используемого сигнала для передачи данных. Так при работе с ОФТ вероятность ошибки приема может быть получена по алгоритму

0,5exp(-q2)

(7)

и может быть вычислена в функциональном преобразователе 15 при известном q с помощью микропроцессорного комплекта,

В устройстве предлагается для заданного диапазона отношений сигнал/шум значения Рош предварительно рассчитать и разместить в ПЗУ функционального преобразователя 15 с требуемой дискретностью.

Так, если отношение сигнал/шум изменяется в пределах 3-4, то Рош. рассчитанное по (7), изменяется в пределах при qi 3 и qa - 3,1, Р0ш изменяется в 2 раза, а для регистрации изменения значений Р0ш1 КГ4 и Р0ш2 отношение сигнал/шум изменяется от q 1 3 до q2 3,3, что пересчитывается в значения среднеквэдратическо- го отклонения фазовых флуктуации от

4,2 до и (pi 4,6 .

Требование к точности измерения и соответственно Рош можно предъявить, воспользовавшись результатами, согласно которым дисперсия оценки дисперсии фазы по дискретным отсчетам определяется алгоритмом

),

I - 1

где R ф (|Т0) - нормированная корреляционная функция фазовых отсчетов, взятых с интервалом То;

N - количество усредняемых отсчетов.

Выбирая Т0 тк 1/F э - интервала корреляции, определяемого полосой пропускания первого и третьего фильтров нижних частот 21 и 23, т.е. обеспечивая некоррелированные выборки, погрешность можно определить следующим образом

«,200 N

т.е. для обеспечения погрешности на уровне 1 % требуемое число отсчетов не превышает 10 -103, что при практически используемых скоростях передачи данных позволяет вести оперативный контроль за качеством канала .

Формула изобретения 1. Устройство контроля качества канала связи, содержащее приемный блок, состоящий из последовательно соединенных корреляционного приемника и решающего блока, выход которого является первым выходом приемного блока, входом которого является вход корреляционного приемника,

индикатор, отличающееся тем, что, с целью повышения точности контроля при одновременном сокращении времени контроля, введены функциональный преобразователь, выход которого соединен с входом

индикатора, и вычислительный блок, первый и второй входы и выход которого соединены соответственно с первым и вторым выходами корреляционного приемника и входом функционального преобразователя,

причем вычислительный блок состоит из первого и второго аналого-цифровых преобразователей, входы которых являются соответственно первым и вторым входами вычислительного блока, последовательно соединенных делителя, первый и второй входы которого соединены соответственно с выходами первого и второго аналого-цифровых преобразователей, вычислителя арктангенса, первого сумматора, первого умножителя, второго умножителя, вычитателя и третьего ум- ножителя, выход которого является выходом вычислительного блока, последовательно соединенных четвертого умножителя, вход которого соединен с выходом

вычислителя арктангенса и второго сумматора, выход которого соединен с вторым входом вычитателя.

. Устройство по п.1, о т л и ч а ю щ е е- с я Тем, что корреляционный приемник содержит широкополосный фильтр, вход которого является входом корреляционного приемника, последовательно соединенные первый перемножитель, первый вход которого соединен с выходом широкополосного

фильтра, и первый фильтр нижних частот, последовательно соединенные второй перемножитель, первый вход которого соединен с выходом широкополосного фильтра, второй фильтр нижних частот, третий перемножитель, второй вход которого соединен с выходом первого фильтра нижних частот, третий фильтр нижних частот, перестраиваемый генератор и фазовращатель, выход которого соединен с вторым входом второго

перемножителя, второй вход первого перемножителя соединен с выходом перестраиваемого генератора, выход первого и второго фильтров нижних частот являются соответственно первым и вторым выходами

корреляционного приемника.

Фиг.I